Caso práctico: Supresión de ruido con choque de RF

Esquemático — Caso práctico: Supresión de ruido con choque de RF

Nivel: Medio – Demostrar la alta impedancia del inductor a altas frecuencias para bloquear el ruido en las líneas de alimentación.

Objetivo y caso de uso

Construirá un filtro paso bajo LR utilizando un choque de RF para aislar una línea de alimentación de CC del ruido de CA de alta frecuencia. Al superponer una señal de CA sobre una fuente de tensión de CC, observará cómo la reactancia del inductor, dependiente de la frecuencia, permite el paso de la CC mientras atenúa fuertemente el ruido de alta frecuencia antes de que llegue a la carga.

Este concepto de circuito es muy útil en el mundo real para:
* Evitar que el ruido de conmutación de alta frecuencia entre en circuitos de sensores analógicos sensibles.
* Filtrar la interferencia de radiofrecuencia (RFI) de líneas largas de suministro de energía.
* Aislar diferentes bloques funcionales que comparten un raíl de alimentación común en un PCB.
* Proteger la electrónica de comunicación y audio del automóvil contra el zumbido del alternador.

Resultado esperado:
* La señal de entrada mixta (V_IN_MIX) mostrará un offset de CC estable combinado con un rizado significativo de alta frecuencia.
* La tensión de salida (V_OUT_CLEAN) en la carga mostrará un nivel de CC estable con el ruido de CA enormemente reducido.
* Un análisis FFT (Transformada Rápida de Fourier) de la entrada revelará una gran componente a 0 Hz (CC) y un pico prominente de alta frecuencia.
* Un análisis FFT de la salida mostrará el pico de alta frecuencia casi completamente suprimido, confirmando la acción de bloqueo del choque.

Público objetivo: Estudiantes de electrónica de nivel intermedio que aprenden sobre componentes reactivos y superposición de CA/CC.

Materiales

  • V1: fuente de CC de 5 V, función: fuente de alimentación principal de CC
  • V2: fuente de CA de onda senoidal de 500 mV de pico a 100 kHz, función: simulador de ruido de alta frecuencia
  • L1: inductor de 1 mH, función: choque de RF para bloquear el ruido de alta frecuencia
  • R1: resistencia de 100 Ω, función: simulación de carga

Guía de conexionado

  • V1: se conecta entre V_DC y 0
  • V2: se conecta entre V_IN_MIX y V_DC
  • L1: se conecta entre V_IN_MIX y V_OUT_CLEAN
  • R1: se conecta entre V_OUT_CLEAN y 0

Diagrama de bloques conceptual

Conceptual block diagram — 1mH RF Choke
Lectura rápida: entradas → bloque principal → salida (actuador o medida). Resume el esquemático ASCII de la siguiente sección.

Esquemático

[ V1: 5 V DC Source ] --(V_DC)--> [ V2: AC Noise Simulator ] --(V_IN_MIX)--> [ L1: 1mH RF Choke ] --(V_OUT_CLEAN)--> [ R1: 100 Ω Load ] --> GND
Esquema Eléctrico

Diagrama eléctrico

Diagrama electrico del caso: Caso práctico: Supresión de ruido con choque de RF
Generado desde la netlist SPICE validada del caso.

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Mediciones y pruebas

  1. Conecte una sonda de osciloscopio a V_IN_MIX con la pinza de tierra conectada al nodo 0. Configure el acoplamiento del canal en CC. Debería observar una línea base de 5 V de CC con una onda senoidal de 100 kHz y 1 V pico a pico montada sobre ella.
  2. Conecte una segunda sonda de osciloscopio a V_OUT_CLEAN. Observe que la tensión de CC se mantiene en aproximadamente 5 V, pero el rizado de alta frecuencia de 100 kHz se atenúa drásticamente debido a la alta reactancia inductiva (XL = 2\pi fL) del choque.
  3. Active la función matemática FFT (Transformada Rápida de Fourier) en el osciloscopio para el canal V_IN_MIX. Note el pico masivo a 0 Hz (que representa la componente de CC de 5 V) y el pico de ruido distintivo a 100 kHz.
  4. Aplique la función FFT al canal V_OUT_CLEAN. Compare la magnitud del pico de 100 kHz con la medición de entrada; debería estar significativamente reducido, demostrando con éxito las capacidades de bloqueo de alta frecuencia del inductor.

Netlist SPICE y simulación

Netlist SPICE de referencia (ngspice) — extractoNetlist SPICE completo (ngspice)

* Noise suppression with RF choke
.width out=256

* Main DC power supply (5V)
V1 V_DC 0 DC 5

* High-frequency noise simulator (500mV peak, 100kHz sine wave superimposed on DC)
V2 V_IN_MIX V_DC SINE(0 500m 100k)

* RF choke to block high-frequency noise (1mH)
L1 V_IN_MIX V_OUT_CLEAN 1m

* Load simulation (100 ohms)
* ... (truncated in public view) ...

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* Noise suppression with RF choke
.width out=256

* Main DC power supply (5V)
V1 V_DC 0 DC 5

* High-frequency noise simulator (500mV peak, 100kHz sine wave superimposed on DC)
V2 V_IN_MIX V_DC SINE(0 500m 100k)

* RF choke to block high-frequency noise (1mH)
L1 V_IN_MIX V_OUT_CLEAN 1m

* Load simulation (100 ohms)
R1 V_OUT_CLEAN 0 100

* Analysis directives
.op
* Simulate for 100us to capture 10 full cycles of the 100kHz noise
.tran 0.1u 100u
.print tran V(V_IN_MIX) V(V_OUT_CLEAN) V(V_DC) I(L1)

.end

Resultados de Simulación (Transitorio)

Resultados de Simulación (Transitorio)
Análisis: The simulation shows a 5V DC signal with a superimposed 500mV peak 100kHz sine wave at the input (V_IN_MIX ranges from 4.5V to 5.5V). At the output (V_OUT_CLEAN), the voltage ranges from 4.92V to 5.12V, indicating that the 1mH RF choke significantly attenuates the high-frequency noise while passing the DC component to the 100-ohm load.
Show raw data table (1008 rows) 
Index   time            v(v_in_mix)     v(v_out_clean)  v(v_dc)         l1#branch
0	0.000000e+00	5.000000e+00	5.000000e+00	5.000000e+00	5.000000e-02
1	1.000000e-09	5.000314e+00	5.000000e+00	5.000000e+00	5.000000e-02
2	2.000000e-09	5.000628e+00	5.000000e+00	5.000000e+00	5.000000e-02
3	4.000000e-09	5.001257e+00	5.000000e+00	5.000000e+00	5.000000e-02
4	8.000000e-09	5.002513e+00	5.000001e+00	5.000000e+00	5.000001e-02
5	1.600000e-08	5.005026e+00	5.000004e+00	5.000000e+00	5.000004e-02
6	3.200000e-08	5.010052e+00	5.000016e+00	5.000000e+00	5.000016e-02
7	6.400000e-08	5.020101e+00	5.000064e+00	5.000000e+00	5.000064e-02
8	1.280000e-07	5.040169e+00	5.000256e+00	5.000000e+00	5.000256e-02
9	2.280000e-07	5.071384e+00	5.000808e+00	5.000000e+00	5.000808e-02
10	3.280000e-07	5.102316e+00	5.001665e+00	5.000000e+00	5.001665e-02
11	4.280000e-07	5.132845e+00	5.002818e+00	5.000000e+00	5.002818e-02
12	5.280000e-07	5.162850e+00	5.004261e+00	5.000000e+00	5.004261e-02
13	6.280000e-07	5.192212e+00	5.005985e+00	5.000000e+00	5.005985e-02
14	7.280000e-07	5.220816e+00	5.007980e+00	5.000000e+00	5.007980e-02
15	8.280000e-07	5.248548e+00	5.010236e+00	5.000000e+00	5.010236e-02
16	9.280000e-07	5.275299e+00	5.012741e+00	5.000000e+00	5.012741e-02
17	1.028000e-06	5.300963e+00	5.015481e+00	5.000000e+00	5.015481e-02
18	1.128000e-06	5.325440e+00	5.018443e+00	5.000000e+00	5.018443e-02
19	1.228000e-06	5.348633e+00	5.021613e+00	5.000000e+00	5.021613e-02
20	1.328000e-06	5.370449e+00	5.024976e+00	5.000000e+00	5.024976e-02
21	1.428000e-06	5.390804e+00	5.028515e+00	5.000000e+00	5.028515e-02
22	1.528000e-06	5.409616e+00	5.032213e+00	5.000000e+00	5.032213e-02
23	1.628000e-06	5.426812e+00	5.036054e+00	5.000000e+00	5.036054e-02
... (984 more rows) ...

Errores comunes y cómo evitarlos

  • Usar un inductor con una baja frecuencia de autorresonancia (SRF): Todos los inductores tienen capacitancia parásita de devanado. Si la frecuencia del ruido supera la SRF del inductor, el componente se comporta como un condensador y permite que el ruido de alta frecuencia pase directamente. Verifique siempre que la SRF esté muy por encima de la frecuencia de ruido objetivo.
  • Ignorar la resistencia de CC (DCR) del inductor: Los inductores están hechos de alambre enrollado que naturalmente posee resistencia. Altas corrientes de carga pasando por un inductor con alta DCR causarán una caída de tensión de CC inaceptable. Elija un choque con una DCR adecuadamente baja para su carga.
  • Saturación del núcleo debido a alta corriente de CC: Si la carga consume más corriente continua que la especificación de saturación del inductor (Isat), el flujo magnético del núcleo se satura. Esto hace que la inductancia caiga drásticamente, destruyendo su capacidad de filtrado. Compruebe siempre la especificación de corriente de saturación.

Solución de problemas

  • Síntoma: El ruido de alta frecuencia sigue estando muy presente en V_OUT_CLEAN.
  • Causa: El valor del inductor es demasiado bajo para proporcionar una reactancia significativa a la frecuencia del ruido simulado, o se ha superado su SRF.
  • Solución: Aumente el valor de la inductancia (por ejemplo, escale de 10 µH a 1 mH) o verifique los límites de frecuencia del choque específico que se está utilizando.
  • Síntoma: Caída significativa de tensión de CC en V_OUT_CLEAN bajo carga (por ejemplo, leyendo 4 V en lugar de 5 V).
  • Causa: La resistencia interna de CC (DCR) del inductor es demasiado alta en relación con la resistencia de carga R1.
  • Solución: Reemplace el inductor por uno físicamente más grande que utilice un alambre más grueso, lo que reduce la DCR, o aumente la resistencia de carga si está consumiendo más corriente de la prevista.
  • Síntoma: El choque se calienta en exceso durante el funcionamiento.
  • Causa: La corriente de CC consumida por la carga excede la especificación de corriente térmica continua (Irms) del inductor.
  • Solución: Seleccione un inductor de potencia de mayor especificación capaz de manejar de forma segura la corriente de carga en estado estable.

Posibles mejoras y extensiones

  • Formar un filtro paso bajo LC: Añada un condensador de desacoplo (por ejemplo, 100 nF o 1 µF) en paralelo a la carga (entre V_OUT_CLEAN y 0). Esto crea un filtro de segundo orden, proporcionando una caída mucho más pronunciada y una atenuación de ruido inmensamente superior en comparación con la configuración LR simple.
  • Implementar un filtro Pi: Utilice una disposición Condensador-Inductor-Condensador (C-L-C) para proporcionar una supresión de ruido bidireccional. Esto no solo limpia la energía que entra a la carga, sino que también evita que cualquier ruido de conmutación generado por la carga contamine la línea principal de suministro de CC.

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Quiz rápido

Pregunta 1: ¿Cuál es el objetivo principal del circuito descrito en el artículo?




Pregunta 2: ¿Qué componente se utiliza específicamente para bloquear el ruido de alta frecuencia en este circuito?




Pregunta 3: ¿Cómo se comporta la reactancia del inductor frente a las señales de alta frecuencia?




Pregunta 4: ¿Qué tipo de señal permite pasar el inductor hacia la carga con mayor facilidad?




Pregunta 5: Según el texto, ¿cuál es una aplicación real de este concepto de circuito?




Pregunta 6: ¿Qué se espera observar en la señal de entrada mixta (V_IN_MIX)?




Pregunta 7: ¿Qué función cumple el filtro paso bajo LR en una placa de circuito impreso (PCB)?




Pregunta 8: ¿De qué depende la reactancia del inductor en este circuito?




Pregunta 9: ¿Qué problema soluciona este circuito en la electrónica de comunicación de un automóvil?




Pregunta 10: ¿Qué se espera que ocurra con la tensión de salida (V_OUT_CLEAN) en comparación con la entrada?




Carlos Núñez Zorrilla
Carlos Núñez Zorrilla
Electronics & Computer Engineer

Ingeniero Superior en Electrónica de Telecomunicaciones e Ingeniero en Informática (titulaciones oficiales en España).

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Caso práctico: Resonancia en circuito tanque LC

Esquemático — Caso práctico: Resonancia en circuito tanque LC

Nivel: Medio | Analizar el intercambio de energía y determinar la frecuencia de resonancia de un tanque LC alimentado por CA.

Objetivo y caso de uso

En este caso práctico, construirás un circuito tanque LC en paralelo alimentado por una fuente de onda senoidal de CA a través de una resistencia en serie. Al realizar un barrido de la frecuencia de entrada, observarás el punto exacto donde las reactancias inductiva y capacitiva se anulan, maximizando la impedancia del circuito.

Comprender la resonancia LC es esencial en la electrónica moderna porque estos circuitos son los bloques de construcción fundamentales de la selección de frecuencia. Las aplicaciones en el mundo real incluyen:
* Sintonización de radiofrecuencia (RF): Seleccionar la frecuencia de una estación específica mientras se rechazan otras.
* Filtrado de audio y señales: Crear filtros pasa banda o rechaza banda (notch) para eliminar el ruido.
* Transferencia de energía inalámbrica: Maximizar la eficiencia del acoplamiento inductivo entre las bobinas transmisora y receptora.
* Circuitos osciladores: Generar señales de reloj estables para microcontroladores y transceptores.

Resultado esperado:
* Calcularás la frecuencia de resonancia teórica basándote en los valores de $L$ y $C$ elegidos.
* La corriente total extraída de la fuente (Itotal) caerá a su valor mínimo en la resonancia.
* El voltaje a través del tanque LC (VLC) alcanzará su pico en la frecuencia de resonancia.
* Observarás cómo la energía oscila continuamente de un lado a otro entre el campo eléctrico del condensador y el campo magnético del inductor.

Público objetivo: Estudiantes de electrónica de nivel intermedio que están en transición de los conceptos básicos de CC a los circuitos reactivos de CA.

Materiales

  • V1: Fuente de voltaje de CA de 5 V pico a pico, función: generador de onda senoidal para barrido de frecuencia
  • R1: Resistencia de 1 kΩ, función: impedancia de la fuente para permitir variaciones de voltaje a través del tanque
  • L1: Inductor de 10 mH, función: almacenamiento de energía magnética
  • C1: Condensador cerámico o de película de 100 nF, función: almacenamiento de energía eléctrica

Guía de conexionado

  • V1: Conecta el terminal positivo al nodo IN y el terminal negativo al nodo 0 (GND).
  • R1: Conecta un pin al nodo IN y el otro pin al nodo TANK.
  • L1: Conecta un pin al nodo TANK y el otro pin al nodo 0 (GND).
  • C1: Conecta un pin al nodo TANK y el otro pin al nodo 0 (GND).

Diagrama de bloques conceptual

Conceptual block diagram — LC Tank Circuit
Lectura rápida: entradas → bloque principal → salida (actuador o medida). Resume el esquemático ASCII de la siguiente sección.

Esquemático

[ V1: 5 V AC ] --(IN)--> [ R1: 1k ohm ] --(Node TANK)--+--> [ L1: 10mH ] --> GND
                                                      |
                                                      +--> [ C1: 100nF ] --> GND
Esquema Eléctrico

Diagrama eléctrico

Diagrama electrico del caso: Caso práctico: Resonancia en circuito tanque LC
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Mediciones y pruebas

  1. Calcular la frecuencia de resonancia teórica (fr):
    Utiliza la fórmula fr = (1 / 2\pi\sqrtLC). Con L = 10 mH y C = 100 nF, la frecuencia de resonancia esperada es aproximadamente 5032 Hz.
  2. Configurar el barrido de frecuencia:
    Configura V1 para emitir una onda senoidal de 5 V pico a pico. Comienza con una frecuencia de 1 kHz y auméntala gradualmente hasta 10 kHz.
  3. Medir VLC (Voltaje del tanque):
    Monitorea la amplitud del voltaje en el nodo TANK con respecto al nodo 0 (GND) usando un osciloscopio o un voltímetro de CA. A medida que te acercas a 5 kHz, la amplitud del voltaje aumentará de manera constante, alcanzando un máximo pronunciado exactamente en la resonancia, y luego caerá a medida que la frecuencia siga aumentando.
  4. Medir Itotal (Corriente de la fuente):
    Mide la corriente que fluye a través de R1 (esto se puede hacer observando la diferencia de voltaje entre IN y TANK y aplicando la ley de Ohm: Itotal = ((VIN – VTANK) / R1)). Ten en cuenta que en resonancia, el tanque LC en paralelo presenta la máxima impedancia, lo que significa que Itotal caerá a su mínimo.
  5. Calcular el factor Q del circuito:
    Identifica las frecuencias de -3dB (mitad de potencia) por encima y por debajo del pico de resonancia para encontrar el ancho de banda ($BW$). El factor de calidad es Q = (fr / BW).

Netlist SPICE y simulación

Netlist SPICE de referencia (ngspice) — extractoNetlist SPICE completo (ngspice)

* Practical case: Resonance in LC tank circuit
.width out=256

* 5V peak-to-peak implies an amplitude of 2.5V. 
* The resonant frequency of 10mH and 100nF is approximately 5033 Hz.
* We configure V1 with both a transient sine wave at resonance and an AC magnitude for optional AC analysis.
V1 IN 0 DC 0 AC 2.5 SIN(0 2.5 5033)

* Source impedance
R1 IN TANK 1k

* LC Tank circuit components
L1 TANK 0 10mH
* ... (truncated in public view) ...

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* Practical case: Resonance in LC tank circuit
.width out=256

* 5V peak-to-peak implies an amplitude of 2.5V. 
* The resonant frequency of 10mH and 100nF is approximately 5033 Hz.
* We configure V1 with both a transient sine wave at resonance and an AC magnitude for optional AC analysis.
V1 IN 0 DC 0 AC 2.5 SIN(0 2.5 5033)

* Source impedance
R1 IN TANK 1k

* LC Tank circuit components
L1 TANK 0 10mH
C1 TANK 0 100nF

* Operating point and Transient analysis
.op
.tran 1u 2m

* Print directives for logging the input and output (resonance) nodes
.print tran V(IN) V(TANK) I(L1)

.end

Resultados de Simulación (Transitorio)

Resultados de Simulación (Transitorio)
Análisis: The transient simulation shows the input voltage V(IN) oscillating as a sine wave with a 2.5V amplitude (5V peak-to-peak). The voltage at the tank node V(TANK) closely follows V(IN) with nearly the same amplitude, and the inductor current oscillates, confirming the resonant behavior of the LC tank circuit at the specified frequency.
Show raw data table (2015 rows) 
Index   time            v(in)           v(tank)         l1#branch
0	0.000000e+00	0.000000e+00	0.000000e+00	0.000000e+00
1	1.000000e-08	7.905818e-04	7.905026e-08	7.905026e-14
2	1.084006e-08	8.569951e-04	8.624878e-08	8.629565e-14
3	1.252017e-08	9.898217e-04	1.017615e-07	1.020896e-13
4	1.588039e-08	1.255475e-03	1.394809e-07	1.426210e-13
5	2.260084e-08	1.786781e-03	2.416948e-07	2.707046e-13
6	3.604174e-08	2.849394e-03	5.532131e-07	8.049184e-13
7	5.708432e-08	4.512980e-03	1.327631e-06	2.783809e-12
8	8.603868e-08	6.802053e-03	2.965106e-06	8.998482e-12
9	1.305078e-07	1.031768e-02	6.769425e-06	3.064276e-11
10	1.955195e-07	1.545732e-02	1.514065e-05	1.018634e-10
11	2.946313e-07	2.329267e-02	3.431881e-05	3.469641e-10
12	4.417944e-07	3.492633e-02	7.707420e-05	1.166612e-09
13	6.644501e-07	5.252635e-02	1.741480e-04	3.963414e-09
14	9.972436e-07	7.882720e-02	3.917455e-04	1.337970e-08
15	1.499113e-06	1.184727e-01	8.834917e-04	4.537981e-08
16	2.252017e-06	1.778899e-01	1.987598e-03	1.534626e-07
17	3.252017e-06	2.566456e-01	4.126641e-03	4.591745e-07
18	4.252017e-06	3.351447e-01	7.022468e-03	1.016630e-06
19	5.252017e-06	4.133086e-01	1.066173e-02	1.900840e-06
20	6.252017e-06	4.910592e-01	1.502968e-02	3.185410e-06
21	7.252017e-06	5.683189e-01	2.011023e-02	4.942405e-06
22	8.252017e-06	6.450102e-01	2.588597e-02	7.242215e-06
23	9.252017e-06	7.210565e-01	3.233820e-02	1.015342e-05
... (1991 more rows) ...

Errores comunes y cómo evitarlos

  • Usar un condensador polarizado en un circuito de CA: Los condensadores electrolíticos generalmente están polarizados y pueden fallar o explotar si se someten a voltajes de CA inversos. Usa siempre condensadores no polarizados (como cerámicos o de película) para un tanque LC.
  • Ignorar la resistencia equivalente en serie (ESR) del inductor: Los inductores reales consisten en largas bobinas de alambre, lo que añade resistencia parásita de CC al tanque. Si el factor Q medido es mucho menor de lo esperado (resultando en un pico más ancho y plano), la ESR del inductor suele ser la culpable.
  • Confundir la frecuencia angular (\omega) con la frecuencia estándar ($f$): Recuerda que \omega = (1 / \sqrtLC) produce resultados en radianes por segundo. Debes dividir entre 2\pi para obtener la frecuencia en Hertz.

Solución de problemas

  • Síntoma: La frecuencia de resonancia medida es significativamente mayor o menor que los 5032 Hz calculados.
    • Causa: Tolerancias de los componentes. Los condensadores cerámicos estándar pueden tener una tolerancia del ±20%, y los inductores a menudo tienen un ±10%.
    • Solución: Mide los valores exactos de L1 y C1 usando un medidor LCR y vuelve a calcular la frecuencia esperada.
  • Síntoma: VLC no muestra un pico notable durante el barrido; el voltaje se mantiene relativamente plano.
    • Causa: El rango de barrido de frecuencia elegido no cubre el punto de resonancia, o R1 es demasiado pequeña, cortocircuitando efectivamente el tanque a la fuente de voltaje rígida.
    • Solución: Revisa los cálculos matemáticos para tus valores específicos de $L$ y $C$ para asegurar que el rango de barrido abarque fr. Asegúrate de que R1 tenga el tamaño adecuado (1 kΩ es un buen punto de partida).
  • Síntoma: Se observa distorsión o recorte de la señal en el nodo TANK.
    • Causa: La fuente de CA podría estar sobreexcitando el circuito, o se está produciendo saturación del núcleo en el inductor (si se usa un núcleo de ferrita muy pequeño con corrientes altas).
    • Solución: Reduce la amplitud de V1 de 5 V a 1 V pico a pico y comprueba si la onda senoidal vuelve a ser limpia.

Posibles mejoras y extensiones

  • Variar la resistencia de amortiguamiento: Cambia R1 por diferentes valores (ej. 470 Ω, 10 kΩ) o añade una resistencia directamente en paralelo con el tanque LC. Observa y registra cómo esto afecta la agudeza del pico de resonancia (el factor Q).
  • Construir un oscilador activo: Retira la fuente de CA y conecta el tanque LC a un transistor o un amplificador operacional con retroalimentación positiva (como una configuración Colpitts o Hartley) para crear un circuito independiente que genere su propia onda senoidal continua en la frecuencia de resonancia.

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Quiz rápido

Pregunta 1: ¿Cuál es el objetivo principal del caso práctico descrito en el texto?




Pregunta 2: ¿Qué ocurre exactamente en el punto de frecuencia de resonancia en el circuito tanque LC descrito?




Pregunta 3: ¿Cómo se alimenta el circuito tanque LC en este caso práctico?




Pregunta 4: ¿Por qué es esencial comprender la resonancia LC en la electrónica moderna?




Pregunta 5: En la sintonización de radiofrecuencia (RF), ¿para qué se utiliza un circuito LC?




Pregunta 6: ¿Qué tipo de filtros se pueden crear con circuitos LC para eliminar el ruido en señales de audio?




Pregunta 7: ¿Cuál es el papel de la resonancia LC en la transferencia de energía inalámbrica?




Pregunta 8: ¿Para qué se utilizan los circuitos LC en los circuitos osciladores?




Pregunta 9: ¿Qué método se menciona en el texto para encontrar la frecuencia de resonancia del circuito?




Pregunta 10: A nivel físico, ¿qué fenómeno principal se analiza en un tanque LC alimentado por CA?




Carlos Núñez Zorrilla
Carlos Núñez Zorrilla
Electronics & Computer Engineer

Ingeniero Superior en Electrónica de Telecomunicaciones e Ingeniero en Informática (titulaciones oficiales en España).

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Caso práctico: Almacenamiento en convertidor Boost

Esquemático — Caso práctico: Almacenamiento en convertidor Boost

Nivel: Medio | Comprender el almacenamiento de energía magnética para elevar el voltaje.

Objetivo y caso de uso

En este caso práctico, construirás un convertidor Boost básico de lazo abierto para demostrar cómo un inductor almacena y libera energía magnética para elevar un voltaje de CC.

Por qué es útil:
* Permite que los dispositivos alimentados por batería funcionen a voltajes más altos (por ejemplo, generando 5 V a partir de una sola celda de iones de litio de 3.7 V).
* Alimenta tiras de LEDs que requieren un voltaje directo alto y constante.
* Captura y eleva el voltaje en sistemas de recolección de energía y frenado regenerativo.
* Proporciona rieles de alimentación versátiles en dispositivos electrónicos portátiles compactos sin requerir múltiples baterías.

Resultado esperado:
* Observarás que la corriente del inductor (I_inductor) aumenta cuando el interruptor está cerrado y disminuye cuando se abre.
* El voltaje de salida (V_out) será demostrablemente mayor que la fuente de voltaje de entrada.
* Registrarás la relación directa entre el ciclo de trabajo (Duty Cycle) del interruptor y la magnitud resultante de V_out.

Público objetivo y nivel:
Estudiantes de electrónica de nivel intermedio que están aprendiendo los fundamentos de las fuentes de alimentación conmutadas.

Materiales

  • V1: Fuente de CC de 5 V, función: entrada de alimentación principal
  • V2: Fuente de voltaje de pulsos (0-5 V, 100kHz, 50% de ciclo de trabajo), función: señal PWM para el interruptor
  • L1: Inductor de 100 µH, función: almacenamiento de energía magnética
  • M1: MOSFET de canal N (ej. IRLZ44N), función: elemento de conmutación principal
  • D1: Diodo Schottky (ej. 1N5819), función: evita la corriente inversa desde el capacitor
  • C1: Capacitor de 47 µF, función: suavizado del voltaje de salida
  • R1: Resistor de 100 Ω, función: carga básica para descargar el capacitor

Guía de conexionado

  • V1: se conecta entre VIN y 0 (GND).
  • V2: se conecta entre GATE_PWM y 0 (GND).
  • L1: se conecta entre VIN y SW_NODE.
  • M1: el Drenador (Drain) se conecta a SW_NODE, la Puerta (Gate) se conecta a GATE_PWM, el Surtidor (Source) se conecta a 0 (GND).
  • D1: el Ánodo se conecta a SW_NODE, el Cátodo se conecta a VOUT.
  • C1: se conecta entre VOUT y 0 (GND).
  • R1: se conecta entre VOUT y 0 (GND).

Diagrama de bloques conceptual

Conceptual block diagram — Boost Converter
Lectura rápida: entradas → bloque principal → salida (actuador o medida). Resume el esquemático ASCII de la siguiente sección.

Esquemático

Control Signal:
[ V2: PWM (0-5 V) ] --(GATE_PWM)--> [ M1:Gate ]

Power & Switching Path:
[ V1: 5 V DC ] --(VIN)--> [ L1: 100µH ] --(SW_NODE)--> [ M1:Drain ] --(Switch)--> [ M1:Source ] --> GND
                                             |
Boost Output & Load:                         |
                                            +--> [ D1: Schottky ] --(VOUT)--> [ R1: 100 Ω ] --> GND
                                                                       |
                                                                       +--> [ C1: 47µF ] --> GND
Esquema Eléctrico

Diagrama eléctrico

Diagrama electrico del caso: Caso práctico: Almacenamiento en convertidor Boost
Generado desde la netlist SPICE validada del caso.

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Mediciones y pruebas

  1. Comprobación del estado inicial: Aplica V1 (5 V) con V2 apagado (0% de ciclo de trabajo). Mide VOUT. El voltaje debería ser de aproximadamente 4.7 V (la entrada de 5 V menos la caída de voltaje directo del diodo Schottky).
  2. Activación de la conmutación: Activa V2 para suministrar una onda cuadrada de 100kHz con un ciclo de trabajo del 50%. Mide VOUT a través de R1. El voltaje debería subir a aproximadamente 9 V-10 V, demostrando la acción de elevación.
  3. Observación de la corriente del inductor: Mide la corriente que fluye a través de L1 (I_inductor). Observarás una forma de onda triangular. La pendiente ascendente ocurre mientras M1 está ENCENDIDO (almacenamiento de energía), y la pendiente descendente ocurre mientras M1 está APAGADO (liberación de energía hacia VOUT).
  4. Mapeo del ciclo de trabajo: Ajusta el ciclo de trabajo de V2 del 30% al 70% en incrementos del 10%. Registra VOUT en cada paso para verificar que un ciclo de trabajo mayor produce un voltaje de salida mayor.

Netlist SPICE y simulación

Netlist SPICE de referencia (ngspice) — extractoNetlist SPICE completo (ngspice)

* Boost converter storage

* Main power input
V1 VIN 0 DC 5

* PWM signal for the switch (100kHz, 50% duty cycle)
V2 GATE_PWM 0 PULSE(0 5 0 10n 10n 5u 10u)

* Magnetic energy storage
L1 VIN SW_NODE 100u

* Main switching element (N-channel MOSFET)
* Drain: SW_NODE, Gate: GATE_PWM, Source: 0, Bulk: 0
M1 SW_NODE GATE_PWM 0 0 IRLZ44N

* Prevents reverse current from capacitor
* Anode: SW_NODE, Cathode: VOUT
D1 SW_NODE VOUT 1N5819

* Output voltage smoothing
* ... (truncated in public view) ...

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* Boost converter storage

* Main power input
V1 VIN 0 DC 5

* PWM signal for the switch (100kHz, 50% duty cycle)
V2 GATE_PWM 0 PULSE(0 5 0 10n 10n 5u 10u)

* Magnetic energy storage
L1 VIN SW_NODE 100u

* Main switching element (N-channel MOSFET)
* Drain: SW_NODE, Gate: GATE_PWM, Source: 0, Bulk: 0
M1 SW_NODE GATE_PWM 0 0 IRLZ44N

* Prevents reverse current from capacitor
* Anode: SW_NODE, Cathode: VOUT
D1 SW_NODE VOUT 1N5819

* Output voltage smoothing
C1 VOUT 0 47u

* Basic load to discharge capacitor
R1 VOUT 0 100

* Models
.model IRLZ44N NMOS(Level=1 VTO=2.0 KP=10.0 RS=0.05 RD=0.05)
.model 1N5819 D(IS=1e-6 RS=0.1 N=1.05 EG=0.69 XTI=2)

* Output Directives
* VOUT is the main output, GATE_PWM is the input stimulus
.print tran V(VOUT) V(GATE_PWM) V(SW_NODE) V(VIN) I(L1)

* Analysis
* Time constant is R*C = 4.7ms. Simulating for 10ms to observe steady-state boost voltage.
.op
.tran 0.1u 10m

.end

Resultados de Simulación (Transitorio)

Resultados de Simulación (Transitorio)
Análisis: The simulation shows the boost converter operating correctly. The output voltage (VOUT) starts near 5V and rises to a steady-state value of approximately 9.6V, with the switch node (SW_NODE) switching between ~0V and ~10V as driven by the 100kHz PWM signal.
Show raw data table (119800 rows) 
Index   time            v(vout)         v(gate_pwm)     v(sw_node)      v(vin)          l1#branch
0	0.000000e+00	4.702912e+00	0.000000e+00	5.000000e+00	5.000000e+00	4.702912e-02
1	1.000000e-10	4.702912e+00	5.000000e-02	4.999798e+00	5.000000e+00	4.702912e-02
2	2.000000e-10	4.702912e+00	1.000000e-01	4.999798e+00	5.000000e+00	4.702912e-02
3	4.000000e-10	4.702912e+00	2.000000e-01	4.999797e+00	5.000000e+00	4.702912e-02
4	8.000000e-10	4.702912e+00	4.000000e-01	4.999797e+00	5.000000e+00	4.702912e-02
5	1.600000e-09	4.702912e+00	8.000000e-01	4.999797e+00	5.000000e+00	4.702912e-02
6	3.200000e-09	4.702912e+00	1.600000e+00	4.999797e+00	5.000000e+00	4.702913e-02
7	6.400000e-09	4.702910e+00	3.200000e+00	8.651034e-03	5.000000e+00	4.710899e-02
8	1.000000e-08	4.702907e+00	5.000000e+00	6.306948e-03	5.000000e+00	4.728872e-02
9	1.064000e-08	4.702906e+00	5.000000e+00	6.311218e-03	5.000000e+00	4.732068e-02
10	1.192000e-08	4.702905e+00	5.000000e+00	6.319746e-03	5.000000e+00	4.738460e-02
11	1.448000e-08	4.702902e+00	5.000000e+00	6.336800e-03	5.000000e+00	4.751244e-02
12	1.960000e-08	4.702897e+00	5.000000e+00	6.370908e-03	5.000000e+00	4.776811e-02
13	2.984000e-08	4.702887e+00	5.000000e+00	6.439123e-03	5.000000e+00	4.827946e-02
14	5.032000e-08	4.702866e+00	5.000000e+00	6.575553e-03	5.000000e+00	4.930212e-02
15	9.128000e-08	4.702825e+00	5.000000e+00	6.848406e-03	5.000000e+00	5.134738e-02
16	1.732000e-07	4.702743e+00	5.000000e+00	7.394086e-03	5.000000e+00	5.543754e-02
17	2.732000e-07	4.702643e+00	5.000000e+00	8.060152e-03	5.000000e+00	6.042981e-02
18	3.732000e-07	4.702543e+00	5.000000e+00	8.726166e-03	5.000000e+00	6.542142e-02
19	4.732000e-07	4.702443e+00	5.000000e+00	9.392128e-03	5.000000e+00	7.041236e-02
20	5.732000e-07	4.702343e+00	5.000000e+00	1.005804e-02	5.000000e+00	7.540264e-02
21	6.732000e-07	4.702243e+00	5.000000e+00	1.072390e-02	5.000000e+00	8.039225e-02
22	7.732000e-07	4.702143e+00	5.000000e+00	1.138970e-02	5.000000e+00	8.538119e-02
23	8.732000e-07	4.702043e+00	5.000000e+00	1.205546e-02	5.000000e+00	9.036947e-02
... (119776 more rows) ...

Errores comunes y cómo evitarlos

  • Usar un diodo rectificador estándar (ej. 1N4007): Los diodos estándar son demasiado lentos para apagarse a 100kHz, lo que provoca pérdidas de conmutación masivas y una mala conversión de voltaje. Usa siempre un diodo de recuperación rápida o Schottky como el 1N5819.
  • Saturación del núcleo del inductor: Si la clasificación de corriente máxima del inductor es menor que la corriente máxima de conmutación, el núcleo magnético se saturará. El inductor actuará entonces como un cortocircuito, destruyendo potencialmente el MOSFET. Verifica siempre la clasificación de corriente de saturación del inductor.
  • Operar sin carga: Hacer funcionar un convertidor boost sin una resistencia de carga (R1) puede hacer que el voltaje de salida aumente continuamente con cada ciclo de conmutación, alcanzando teóricamente el infinito y destruyendo el capacitor de salida o el MOSFET. Incluye siempre una carga mínima.

Solución de problemas

  • Síntoma: El voltaje de salida es igual al voltaje de entrada (menos la caída del diodo).
  • Causa: El MOSFET no está conmutando. V2 podría estar desconectado o el nivel de voltaje es demasiado bajo para superar el umbral de la puerta del MOSFET.
  • Solución: Verifica la señal GATE_PWM con un osciloscopio. Usa un MOSFET de nivel lógico si tu señal PWM está limitada a 3.3 V o 5 V.
  • Síntoma: El MOSFET se calienta extremadamente rápido.
  • Causa: El inductor se está saturando, o el MOSFET tiene una alta resistencia de encendido (RDS(on)) y está experimentando altas pérdidas de conducción.
  • Solución: Cambia el inductor por uno con una mayor clasificación de corriente. Asegúrate de que el voltaje de accionamiento de la puerta sea suficiente para encender completamente el MOSFET.
  • Síntoma: Voltaje de salida inestable o con mucha ondulación (ripple).
  • Causa: El capacitor de salida C1 es demasiado pequeño para la carga o tiene una alta Resistencia Serie Equivalente (ESR).
  • Solución: Aumenta la capacitancia de C1 o coloca un capacitor cerámico en paralelo con el capacitor electrolítico para reducir la ESR general.

Posibles mejoras y extensiones

  • Control de lazo cerrado: Agrega un divisor de voltaje en la salida conectado a un amplificador de error o a la entrada analógica de un microcontrolador. Ajusta dinámicamente el ciclo de trabajo PWM para mantener un VOUT constante independientemente de los cambios en R1 (la carga).
  • Rectificación síncrona: Reemplaza el diodo Schottky D1 con un segundo MOSFET de canal P o canal N accionado. Conmutar este segundo MOSFET de forma síncrona (inversamente a M1) reduce la caída de voltaje típica de un diodo, mejorando significativamente la eficiencia general del convertidor.

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Quiz rápido

Pregunta 1: ¿Cuál es el objetivo principal del convertidor Boost descrito en el texto?




Pregunta 2: ¿Qué sucede con la corriente del inductor cuando el interruptor se cierra?




Pregunta 3: ¿Cuál de las siguientes es una aplicación útil del convertidor Boost mencionada en el artículo?




Pregunta 4: ¿Qué sucede con la corriente del inductor cuando el interruptor se abre?




Pregunta 5: ¿Cómo es el voltaje de salida (V_out) en comparación con la fuente de voltaje de entrada en este circuito?




Pregunta 6: ¿Qué tipo de relación existe entre el ciclo de trabajo (Duty Cycle) del interruptor y la magnitud resultante de V_out?




Pregunta 7: ¿Qué tipo de lazo de control utiliza el convertidor Boost básico que se construirá en el caso práctico?




Pregunta 8: ¿Por qué es útil el convertidor Boost para alimentar tiras de LEDs?




Pregunta 9: Además de dispositivos a batería y LEDs, ¿en qué otro sistema se captura y eleva el voltaje usando esta tecnología?




Pregunta 10: ¿Qué ventaja ofrece el convertidor Boost en dispositivos electrónicos portátiles compactos?




Carlos Núñez Zorrilla
Carlos Núñez Zorrilla
Electronics & Computer Engineer

Ingeniero Superior en Electrónica de Telecomunicaciones e Ingeniero en Informática (titulaciones oficiales en España).

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Caso práctico: Protección contra picos inductivos

Prototipo de Protección contra picos inductivos (Maker Style)

Nivel: Medio | Objetivo: Analizar la tensión transitoria generada al desconectar un inductor y mitigarla utilizando un diodo flyback.

Objetivo y caso de uso

En este caso práctico, construirás un circuito de inductor conmutado monitorizado por un osciloscopio para observar el destructivo pico de tensión (retroceso inductivo o inductive kickback) que ocurre cuando la corriente se interrumpe abruptamente. Luego, instalarás un diodo flyback en paralelo con la carga inductiva para limitar de forma segura esta tensión transitoria.

Por qué es útil:
* Previene daños catastróficos por sobretensión en componentes de conmutación sensibles como transistores, MOSFETs y pines de microcontroladores.
* Reduce significativamente la interferencia electromagnética (EMI) y la interferencia de radiofrecuencia (RFI) causadas por la formación de arcos de alta tensión a través de los contactos de interruptores mecánicos.
* Aumenta la fiabilidad, seguridad y vida útil de los sistemas de alimentación, controladores de motores y circuitos accionados por relés.

Resultado esperado:
* Sin el diodo, abrir el interruptor producirá un pico de tensión negativo masivo en el osciloscopio, que a menudo alcanza cientos de voltios.
* Con el diodo flyback instalado, el pico transitorio se limitará inmediatamente a un nivel seguro de aproximadamente -0.7 V.
* La energía magnética almacenada se disipará de forma segura como una corriente circulante que decae constantemente a través del bucle inductor-resistencia-diodo.

Público objetivo y nivel: Estudiantes de electrónica de nivel intermedio que aprenden sobre componentes reactivos, almacenamiento de energía y técnicas de protección de circuitos.

Materiales

  • V1: fuente de alimentación de 12 V CC, función: fuente de energía principal
  • SW1: interruptor de palanca o pulsador SPST, función: control de conexión del circuito
  • L1: inductor de 100 mH, función: almacenamiento de energía magnética
  • R1: resistencia de 100 Ω, función: limita la corriente en estado estacionario a 120 mA
  • D1: diodo rectificador 1N4007, función: protección flyback

Guía de conexionado

  • V1: se conecta entre el nodo VCC (positivo) y el nodo 0 (tierra).
  • SW1: se conecta entre el nodo VCC y el nodo SW_OUT.
  • L1: se conecta entre el nodo SW_OUT y el nodo L_MID.
  • R1: se conecta entre el nodo L_MID y el nodo 0.
  • D1: se conecta entre el nodo 0 (Ánodo) y el nodo SW_OUT (Cátodo) para polarización inversa durante el funcionamiento normal con el interruptor cerrado.

Diagrama de bloques conceptual

Conceptual block diagram — Flyback Protection
Lectura rápida: entradas → bloque principal → salida (actuador o medida). Resume el esquemático ASCII de la siguiente sección.

Esquemático

VCC (12 V) --> [ SW1: SPST Switch ] --(SW_OUT)--> [ L1: 100mH Inductor ] --(L_MID)--> [ R1: 100 Ω Resistor ] --> GND
                                         ^
                                         |
                              (Cathode)  |
                           [ D1: 1N4007 Flyback ]
                              (Anode)    ^
                                         |
                                        GND
Esquema Eléctrico

Diagrama eléctrico

Diagrama eléctrico del caso: Protección contra picos inductivos
Generado desde la netlist SPICE validada del caso.

🔒 Este diagrama eléctrico es premium. Con el pase de 7 días o la suscripción mensual podrás desbloquear el material didáctico completo y el pack PDF listo para imprimir.🔓 Ver planes de acceso premium

Mediciones y pruebas

  1. Conecta la sonda del osciloscopio al nodo SW_OUT y conecta la pinza de tierra al nodo 0. Configura el disparador (trigger) del osciloscopio en flanco de bajada, modo de disparo único (single-shot).
  2. Comienza con el diodo flyback (D1) completamente desconectado del circuito.
  3. Cierra el interruptor (SW1) para permitir que fluya la corriente. Espera un momento para que el campo magnético en el inductor se establezca por completo.
  4. Abre rápidamente el interruptor (SW1). Observa la captura del osciloscopio; verás un transitorio de tensión negativo masivo ya que el inductor actúa como una fuente de corriente, forzando la corriente a través de la apertura del interruptor.
  5. Conecta el diodo flyback (D1), verificando que el cátodo (extremo con la franja) se conecte al nodo SW_OUT y el ánodo se conecte al nodo 0.
  6. Repite el proceso de conmutación. La traza del osciloscopio mostrará ahora el transitorio negativo limitado de forma segura a aproximadamente -0.7 V, ya que el diodo se polariza en directa para proporcionar una ruta de descarga segura.

Netlist SPICE y simulación

Netlist SPICE de referencia (ngspice) — extractoNetlist SPICE completo (ngspice)

* Inductive peak protection
.width out=256

V1 VCC 0 DC 12

* SW1 modeled as a voltage-controlled switch connecting VCC to SW_OUT
S1 VCC SW_OUT SW_CTRL 0 SW_MODEL
V_SW_CTRL SW_CTRL 0 PULSE(0 5 100u 1u 1u 500u 1000u)
.model SW_MODEL SW(VT=2.5 VH=0.1 RON=0.01 ROFF=100Meg)

L1 SW_OUT L_MID 100m
R1 L_MID 0 100

* ... (truncated in public view) ...

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* Inductive peak protection
.width out=256

V1 VCC 0 DC 12

* SW1 modeled as a voltage-controlled switch connecting VCC to SW_OUT
S1 VCC SW_OUT SW_CTRL 0 SW_MODEL
V_SW_CTRL SW_CTRL 0 PULSE(0 5 100u 1u 1u 500u 1000u)
.model SW_MODEL SW(VT=2.5 VH=0.1 RON=0.01 ROFF=100Meg)

L1 SW_OUT L_MID 100m
R1 L_MID 0 100

* Flyback protection diode
D1 0 SW_OUT 1N4007
.model 1N4007 D(IS=1e-9 N=1.9 RS=0.03 BV=1000 IBV=5e-08 CJO=10p VJ=0.7 M=0.5 TT=1e-07)

.op
.tran 1u 2000u
.print tran V(SW_CTRL) V(SW_OUT) V(L_MID) V(VCC) I(L1)

.end

Resultados de Simulación (Transitorio)

Resultados de Simulación (Transitorio)
Análisis: El análisis transitorio cubre de 0 s a 2 ms y captura el intervalo de conmutación. El nodo de conmutación y la corriente de la bobina quedan acotados, coherente con la ruta de flyback que protege el interruptor. Rangos principales: l1#branch 120 nA -> 62.7 mA; v(sw_out) -884 mV -> 12 V; v(l_mid) 12 uV -> 6.27 V.
Show raw data table (2088 rows) 
Index   time            v(sw_ctrl)      v(sw_out)       v(l_mid)        v(vcc)          l1#branch
0	0.000000e+00	0.000000e+00	1.199996e-05	1.199996e-05	1.200000e+01	1.199996e-07
1	1.000000e-08	0.000000e+00	1.199996e-05	1.199996e-05	1.200000e+01	1.199996e-07
2	2.000000e-08	0.000000e+00	1.199996e-05	1.199996e-05	1.200000e+01	1.199996e-07
3	4.000000e-08	0.000000e+00	1.199996e-05	1.199996e-05	1.200000e+01	1.199996e-07
4	8.000000e-08	0.000000e+00	1.199996e-05	1.199996e-05	1.200000e+01	1.199996e-07
5	1.600000e-07	0.000000e+00	1.199996e-05	1.199996e-05	1.200000e+01	1.199996e-07
6	3.200000e-07	0.000000e+00	1.199996e-05	1.199996e-05	1.200000e+01	1.199996e-07
7	6.400000e-07	0.000000e+00	1.199996e-05	1.199996e-05	1.200000e+01	1.199996e-07
8	1.280000e-06	0.000000e+00	1.199996e-05	1.199996e-05	1.200000e+01	1.199996e-07
9	2.280000e-06	0.000000e+00	1.199996e-05	1.199996e-05	1.200000e+01	1.199996e-07
10	3.280000e-06	0.000000e+00	1.199996e-05	1.199996e-05	1.200000e+01	1.199996e-07
11	4.280000e-06	0.000000e+00	1.199996e-05	1.199996e-05	1.200000e+01	1.199996e-07
12	5.280000e-06	0.000000e+00	1.199996e-05	1.199996e-05	1.200000e+01	1.199996e-07
13	6.280000e-06	0.000000e+00	1.199996e-05	1.199996e-05	1.200000e+01	1.199996e-07
14	7.280000e-06	0.000000e+00	1.199996e-05	1.199996e-05	1.200000e+01	1.199996e-07
15	8.280000e-06	0.000000e+00	1.199996e-05	1.199996e-05	1.200000e+01	1.199996e-07
16	9.280000e-06	0.000000e+00	1.199996e-05	1.199996e-05	1.200000e+01	1.199996e-07
17	1.028000e-05	0.000000e+00	1.199996e-05	1.199996e-05	1.200000e+01	1.199996e-07
18	1.128000e-05	0.000000e+00	1.199996e-05	1.199996e-05	1.200000e+01	1.199996e-07
19	1.228000e-05	0.000000e+00	1.199996e-05	1.199996e-05	1.200000e+01	1.199996e-07
20	1.328000e-05	0.000000e+00	1.199996e-05	1.199996e-05	1.200000e+01	1.199996e-07
21	1.428000e-05	0.000000e+00	1.199996e-05	1.199996e-05	1.200000e+01	1.199996e-07
22	1.528000e-05	0.000000e+00	1.199996e-05	1.199996e-05	1.200000e+01	1.199996e-07
23	1.628000e-05	0.000000e+00	1.199996e-05	1.199996e-05	1.200000e+01	1.199996e-07
... (2064 more rows) ...

Errores comunes y cómo evitarlos

  • Invertir la polaridad del diodo: Colocar el diodo con el ánodo apuntando al nodo de tensión positiva crea un cortocircuito directo a tierra cuando el interruptor está cerrado. Esto destruirá el diodo o activará la protección contra sobrecorriente de la fuente de alimentación. Asegúrate siempre de que el cátodo apunte hacia el potencial más alto.
  • Usar un diodo con una capacidad de corriente inadecuada: El diodo flyback debe manejar de forma segura una corriente directa pico igual a la corriente en estado estacionario del inductor justo antes de la conmutación. Utiliza siempre diodos rectificadores, Schottky o de recuperación rápida con la clasificación adecuada.
  • Omitir la resistencia en serie: Conectar un inductor puro directamente a una fuente de CC de alta corriente actúa casi como un cortocircuito una vez que el campo magnético está completamente establecido. Incluye siempre una resistencia en serie limitadora de corriente, o asegúrate de que el inductor (como la bobina de un relé) tenga suficiente resistencia interna de CC.

Solución de problemas

  • Síntoma: La fuente de alimentación se apaga o su LED de límite de corriente se enciende inmediatamente al cerrar el interruptor.
    • Causa: El diodo flyback está instalado al revés, creando un cortocircuito desde la fuente de alimentación a tierra.
    • Solución: Desconecta la alimentación inmediatamente y dale la vuelta al diodo para que su extremo con la franja (cátodo) apunte hacia el nodo del interruptor.
  • Síntoma: Sigue apareciendo un pico de tensión masivo en el osciloscopio incluso con el diodo supuestamente instalado.
    • Causa: El diodo puede haberse abierto debido a un evento previo de sobrecorriente, o la conexión de la protoboard está suelta.
    • Solución: Verifica la continuidad del diodo usando el modo de diodo de un multímetro, y comprueba el asentamiento físico de los pines en los nodos del interruptor y de tierra.
  • Síntoma: La traza del osciloscopio muestra oscilaciones de alta frecuencia (ringing) en lugar de una limitación limpia.
    • Causa: Capacitancia parásita en el interruptor, el cableado o las sondas del osciloscopio que interactúan con el inductor.
    • Solución: Asegúrate de que la sonda del osciloscopio esté correctamente compensada (se recomienda el modo x10 para picos de alta tensión) y mantén los cables de tierra lo más cortos físicamente posible.

Posibles mejoras y extensiones

  • Conmutación automatizada con un MOSFET: Reemplaza el interruptor mecánico con un MOSFET de canal N accionado por un generador de ondas cuadradas (configurado como un interruptor de lado bajo) para observar la limitación repetitiva en el osciloscopio en tiempo real.
  • Descarga rápida usando un diodo Zener: Añade un diodo Zener con la clasificación adecuada en serie con el diodo flyback estándar (ánodo conectado a ánodo). Esto permite que el inductor descargue su energía mucho más rápido limitando la tensión a un nivel más alto, pero estrictamente controlado.

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Carlos Núñez Zorrilla
Carlos Núñez Zorrilla
Electronics & Computer Engineer

Ingeniero Superior en Electrónica de Telecomunicaciones e Ingeniero en Informática (titulaciones oficiales en España).

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