Nivel: Medio | Utiliza un condensador para mitigar el ruido mecánico al accionar un interruptor físico.

Objetivo y caso de uso

En este caso práctico, construirás una red RC pasiva (resistencia-condensador) conectada a un interruptor mecánico para filtrar los picos de voltaje de alta frecuencia generados por el rebote de los contactos.

Por qué es útil:
* Prevenir múltiples falsos disparos en contadores digitales o secuencias de pasos.
* Asegurar señales de interrupción limpias y únicas para microcontroladores.
* Estabilizar las lecturas de entrada para elementos de memoria como flip-flops y latches.
* Crear botones de interfaz de usuario fiables y predecibles en sistemas embebidos.

Resultado esperado:
* El rebote mecánico, que normalmente dura entre 1 y 5 ms, es absorbido completamente por el condensador.
* El voltaje en el nodo del interruptor realiza una transición suave en lugar de oscilar entre niveles lógicos.
* La constante de tiempo de carga define una curva de voltaje transitorio limpia al soltar el botón.
* Las mediciones con osciloscopio confirmarán la eliminación del tiempo de rebote en milisegundos.

Público objetivo y nivel: Estudiantes de electrónica de nivel intermedio y aficionados que aprenden sobre señales transitorias y características físicas de los interruptores.

Materiales

• V1: Fuente de alimentación de 5 V CC
• SW1: Pulsador momentáneo SPST, función: disparador de entrada
• R1: Resistencia de 10 kΩ, función: pull-up para VSW
• C1: Condensador de 1 µF, función: suavizado antirrebote en paralelo al interruptor

Guía de conexionado

• V1: se conecta entre el nodo VCC y el nodo 0 (GND).
• R1: se conecta entre el nodo VCC y el nodo VSW.
• SW1: se conecta entre el nodo VSW y el nodo 0.
• C1: se conecta entre el nodo VSW y el nodo 0.

Diagrama de bloques conceptual

Esquemático

VCC (5 V) --> [ R1: 10 kΩ Pull-up ] --+--(Node VSW)--> [ Debounced Output ]
                                    |
                    +--> [ SW1: Pushbutton ] --> GND
                                    |
                                    +--> [ C1: 1µF Capacitor ] --> GND

Mediciones y pruebas

1. Conecta una sonda de osciloscopio al nodo VSW y la pinza de tierra al nodo 0.
2. Configura el osciloscopio para que se dispare en un flanco de bajada con un umbral de aproximadamente 2.5 V. Ajusta la base de tiempo a 2 ms/div para capturar con precisión el tiempo de rebote en ms (Bounce-Time-ms).
3. Acciona SW1 (presiona el botón) y observa el voltaje transitorio (Transient-Voltage) en la pantalla. El voltaje debería caer a 0 V suavemente sin los picos rápidos característicos del rebote mecánico.
4. Suelta el interruptor y observa el flanco de subida. Mide el tiempo que tarda el voltaje en alcanzar 3.15 V (aprox. el 63.2% de 5 V). Esto representa una constante de tiempo RC (\tau = R × C), que teóricamente debería ser de 10 ms.
5. Retira temporalmente C1 del circuito, presiona el interruptor nuevamente y observa el rebote mecánico en bruto para comparar las señales transitorias del antes y el después. Vuelve a insertar C1 una vez completado.

Netlist SPICE y simulación

Netlist SPICE de referencia (ngspice) — extractoNetlist SPICE completo (ngspice)

* Practical case: RC pushbutton debounce
.width out=256

* Main DC Power Supply
V1 VCC 0 DC 5

* Pull-up Resistor
R1 VCC VSW 10k

* Debounce Smoothing Capacitor
C1 VSW 0 1u

* Pushbutton SW1 modeled as a voltage-controlled switch
* Connects VSW to 0 (GND) when the control voltage is high
S1 VSW 0 ctrl 0 switch_model
.model switch_model SW(Vt=2.5 Ron=1 Roff=100Meg)

* Control pulse simulating the user pressing the button
* Presses the button at 5ms, holds for 20ms, repeats every 50ms
Vctrl ctrl 0 PULSE(0 5 5m 1u 1u 20m 50m)
* ... (truncated in public view) ...

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* Practical case: RC pushbutton debounce
.width out=256

* Main DC Power Supply
V1 VCC 0 DC 5

* Pull-up Resistor
R1 VCC VSW 10k

* Debounce Smoothing Capacitor
C1 VSW 0 1u

* Pushbutton SW1 modeled as a voltage-controlled switch
* Connects VSW to 0 (GND) when the control voltage is high
S1 VSW 0 ctrl 0 switch_model
.model switch_model SW(Vt=2.5 Ron=1 Roff=100Meg)

* Control pulse simulating the user pressing the button
* Presses the button at 5ms, holds for 20ms, repeats every 50ms
Vctrl ctrl 0 PULSE(0 5 5m 1u 1u 20m 50m)

* Analysis directives
.op
.tran 100u 100m

* CRITICAL: Print input (button press) and output (debounced signal)
.print tran V(ctrl) V(VSW)

.end

Resultados de Simulación (Transitorio)

Show raw data table (1134 rows)

Index   time            v(ctrl)         v(vsw)
0	0.000000e+00	0.000000e+00	4.999500e+00
1	1.000000e-06	0.000000e+00	4.999500e+00
2	2.000000e-06	0.000000e+00	4.999500e+00
3	4.000000e-06	0.000000e+00	4.999500e+00
4	8.000000e-06	0.000000e+00	4.999500e+00
5	1.600000e-05	0.000000e+00	4.999500e+00
6	3.200000e-05	0.000000e+00	4.999500e+00
7	6.400000e-05	0.000000e+00	4.999500e+00
8	1.280000e-04	0.000000e+00	4.999500e+00
9	2.280000e-04	0.000000e+00	4.999500e+00
10	3.280000e-04	0.000000e+00	4.999500e+00
11	4.280000e-04	0.000000e+00	4.999500e+00
12	5.280000e-04	0.000000e+00	4.999500e+00
13	6.280000e-04	0.000000e+00	4.999500e+00
14	7.280000e-04	0.000000e+00	4.999500e+00
15	8.280000e-04	0.000000e+00	4.999500e+00
16	9.280000e-04	0.000000e+00	4.999500e+00
17	1.028000e-03	0.000000e+00	4.999500e+00
18	1.128000e-03	0.000000e+00	4.999500e+00
19	1.228000e-03	0.000000e+00	4.999500e+00
20	1.328000e-03	0.000000e+00	4.999500e+00
21	1.428000e-03	0.000000e+00	4.999500e+00
22	1.528000e-03	0.000000e+00	4.999500e+00
23	1.628000e-03	0.000000e+00	4.999500e+00
... (1110 more rows) ...

Errores comunes y cómo evitarlos

• Elegir un valor de condensador demasiado grande: Usar un condensador de 100 µF con una resistencia pull-up de 10 kΩ da como resultado una constante de tiempo de 1 segundo, lo que provoca una respuesta lenta del botón. Solución: Mantén C1 entre 100 nF y 1 µF para resistencias pull-up estándar de 10 kΩ.
• Omitir la resistencia pull-up: Sin R1, el nodo VSW flotará de manera impredecible cuando el interruptor esté abierto. Solución: Asegúrate siempre de que R1 esté conectada de forma segura entre VCC y el nodo del interruptor.
• Alimentar la señal lenta RC directamente en lógica digital estándar: Las puertas lógicas estándar (como un 74HC08 básico) pueden oscilar si se alimentan con un voltaje de subida lenta. Solución: Usa este circuito para comprender el transitorio RC, pero para entradas digitales reales, pasa la señal sin rebotes a través de un CI Schmitt Trigger para cuadrar los flancos.

Solución de problemas

• Síntoma: El voltaje en el nodo VSW se mantiene constantemente en 0 V.
• Causa: El interruptor está atascado físicamente cerrado, o el condensador C1 está en cortocircuito.
• Solución: Verifica la continuidad del interruptor con un multímetro y reemplaza C1 si está defectuoso.
• Síntoma: El voltaje en el nodo VSW se mantiene constantemente en 5 V incluso al presionarlo.
• Causa: SW1 no está conectado correctamente al nodo 0 (Tierra).
• Solución: Verifica la conexión a tierra en el terminal inferior del interruptor.
• Síntoma: El rebote del interruptor aún es visible en el flanco de subida.
• Causa: La constante de tiempo RC es demasiado corta en comparación con la duración del rebote mecánico de ese interruptor en específico.
• Solución: Aumenta el valor de C1 (por ejemplo, de 0.1 µF a 1 µF).
• Síntoma: Los contactos del interruptor fallan o se degradan después de pulsaciones repetidas.
• Causa: El condensador descarga su carga instantáneamente a través de los contactos del interruptor, causando una alta corriente de irrupción (inrush current).
• Solución: Para una fiabilidad a largo plazo, añade una pequeña resistencia de 100 Ω en serie con el interruptor para limitar la corriente de descarga.

Posibles mejoras y extensiones

• Añadir un buffer Schmitt Trigger: Pasa el nodo VSW a través de un inversor Schmitt Trigger (como el 74HC14) para convertir la curva de carga exponencial RC en un pulso lógico digital nítido y sin rebotes.
• Comparación de antirrebote por Hardware vs Software: Mantén este circuito RC por hardware en un botón, y conecta un botón en bruto (sin circuito) a un microcontrolador. Implementa un algoritmo de antirrebote por software en el botón en bruto y compara el uso de recursos y la fiabilidad de ambos métodos.

Más Casos Prácticos en Prometeo.blog

Carlos Núñez Zorrilla

Electronics & Computer Engineer

Ingeniero Superior en Electrónica de Telecomunicaciones e Ingeniero en Informática (titulaciones oficiales en España).

Sígueme:

¿Quiénes somos?

Nivel: Medio – Configurar un condensador en un circuito NE555 para controlar la frecuencia de oscilación.

Objetivo y caso de uso

En este caso práctico, construirá un circuito multivibrador astable utilizando el clásico temporizador NE555. El enfoque principal es comprender cómo la carga y descarga de un condensador de temporización regula la frecuencia y el ciclo de trabajo de la señal de salida.

Por qué es útil:
* Generación de reloj: Genera pulsos de reloj constantes para circuitos digitales secuenciales.
* Luces intermitentes de advertencia: Controla LED o lámparas en sistemas de peligro y advertencia.
* Generación de tonos de audio: Produce frecuencias audibles para zumbadores, alarmas y metrónomos electrónicos.
* Fundamentos de PWM: Demuestra los principios subyacentes necesarios para generar señales de modulación por ancho de pulsos (PWM).

Resultado esperado:
* El circuito generará una onda cuadrada continua sin requerir ningún disparo externo.
* El voltaje en el condensador de temporización se cargará y descargará continuamente entre 1/3 y 2/3 del voltaje de alimentación.
* Un LED conectado a la salida parpadeará continuamente a una frecuencia predecible de aproximadamente 1.4 Hz.
* La frecuencia y el ciclo de trabajo coincidirán estrechamente con los valores calculados en función de la red RC elegida.

Público objetivo: Estudiantes de electrónica de nivel intermedio que aprenden sobre circuitos de temporización de señal mixta y el comportamiento de los condensadores.

Materiales

• U1: CI temporizador NE555, función: núcleo del oscilador
• R1: resistencia de 10 kΩ, función: resistencia de temporización para el ciclo de carga
• R2: resistencia de 47 kΩ, función: resistencia de temporización para los ciclos de carga y descarga
• C1: condensador electrolítico de 10 µF, función: condensador de temporización principal que determina la frecuencia
• C2: condensador cerámico de 10 nF, función: desacoplo de ruido del voltaje de control
• R3: resistencia de 330 Ω, función: limitación de corriente del LED
• D1: LED rojo, función: indicador visual de frecuencia
• V1: fuente de alimentación de 5 V CC, función: alimentación del circuito

Guía de conexionado

• V1: Se conecta entre el nodo VCC (positivo) y el nodo 0 (GND).
• U1:
• El pin 8 (VCC) se conecta al nodo VCC.
• El pin 1 (GND) se conecta al nodo 0.
• El pin 4 (RESET) se conecta al nodo VCC.
• El pin 2 (TRIG) y el pin 6 (THRES) se unen para formar el nodo TH_TR.
• El pin 7 (DISCH) se conecta al nodo DISCH.
• El pin 5 (CTRL) se conecta al nodo CV.
• El pin 3 (OUT) se conecta al nodo VOUT.
• R1: Se conecta entre el nodo VCC y el nodo DISCH.
• R2: Se conecta entre el nodo DISCH y el nodo TH_TR.
• C1: Se conecta entre el nodo TH_TR (terminal positivo) y el nodo 0 (terminal negativo).
• C2: Se conecta entre el nodo CV y el nodo 0.
• R3: Se conecta entre el nodo VOUT y el nodo LED_A.
• D1: Se conecta entre el nodo LED_A (ánodo) y el nodo 0 (cátodo).

Diagrama de bloques conceptual

Esquemático

[ V1: 5 V DC ] --(PWR/RST: Pins 8,4) ------------------> [                 ]
                                                        [                 ] --(VOUT: Pin 3)--> [ R3: 330 Ω ] --(LED_A)--> [ D1: Red LED ] --> GND
[ V1: 5 V DC ] --> [ R1: 10 kΩ ] --(DISCH: Pin 7) ------> [ U1: NE555 Timer ]
                       |                                [ Oscillator Core ] --(CV: Pin 5)----> [ C2: 10nF ] --> GND
        +--> [ R2: 47 kΩ ] --(TH_TR: 2,6)>[                 ]
                                  |                     [   (Pin 1: GND)  ]
                                  +--> [ C1: 10µF ] --> GND       |
                                                                 GND

Mediciones y pruebas

1. Validación de la forma de onda del condensador (V): Conecte una sonda de osciloscopio al nodo TH_TR y el cable de tierra al nodo 0. Debería observar una forma de onda continua, casi triangular, que se carga hasta aproximadamente 3.33 V (2/3 de VCC) y se descarga hasta aproximadamente 1.66 V (1/3 de VCC).
2. Medición de frecuencia en Hz: Conecte el osciloscopio o un multímetro con capacidad de medición de frecuencia al nodo VOUT. Debería leer una frecuencia de aproximadamente 1.38 Hz, lo que genera un parpadeo claro y visible en el LED.
3. Verificación del ciclo de trabajo: Mida el tiempo en alto frente al tiempo en bajo en el nodo VOUT. Debido a que el condensador se carga a través de R1 y R2 pero se descarga solo a través de R2, el tiempo en alto será ligeramente mayor que el tiempo en bajo (ciclo de trabajo > 50%).
4. Prueba de independencia del voltaje de alimentación: Aumente temporalmente V1 de 5 V a 9 V. Observe la frecuencia en VOUT. La frecuencia debería permanecer prácticamente inalterada porque los umbrales del comparador interno se escalan proporcionalmente con el voltaje de alimentación.

Netlist SPICE y simulación

Netlist SPICE de referencia (ngspice) — extractoNetlist SPICE completo (ngspice)

* Practical case: Astable oscillator with NE555
.width out=256

* Power Supply
V1 VCC 0 DC 5

* NE555 Timer IC Subcircuit Instance
* Pins: GND TRIG OUT RESET CTRL THRES DISCH VCC_PIN
XU1 0 TH_TR VOUT VCC CV TH_TR DISCH VCC NE555

* Timing Components
R1 VCC DISCH 10k
R2 DISCH TH_TR 47k
C1 TH_TR 0 10u
C2 CV 0 10n

* Output Load (LED)
R3 VOUT LED_A 330
D1 LED_A 0 DLED

* ... (truncated in public view) ...

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🔓 Ver planes de acceso premium

* Practical case: Astable oscillator with NE555
.width out=256

* Power Supply
V1 VCC 0 DC 5

* NE555 Timer IC Subcircuit Instance
* Pins: GND TRIG OUT RESET CTRL THRES DISCH VCC_PIN
XU1 0 TH_TR VOUT VCC CV TH_TR DISCH VCC NE555

* Timing Components
R1 VCC DISCH 10k
R2 DISCH TH_TR 47k
C1 TH_TR 0 10u
C2 CV 0 10n

* Output Load (LED)
R3 VOUT LED_A 330
D1 LED_A 0 DLED

* Models
.MODEL DLED D(IS=1e-19 N=1.6 RS=10 BV=5 IBV=10u)

* Behavioral NE555 Subcircuit
.SUBCKT NE555 GND TRIG OUT RESET CTRL THRES DISCH VCC_PIN
* Internal voltage divider (3 x 5k resistors)
R1 VCC_PIN CTRL 5k
R2 CTRL N1 5k
R3 N1 GND 5k

* Smooth comparators for threshold, trigger, and reset
B_COMP_TH COMP_TH GND V=0.5*(1+tanh(100*(V(THRES,GND)-V(CTRL,GND))))
B_COMP_TR COMP_TR GND V=0.5*(1+tanh(100*(V(N1,GND)-V(TRIG,GND))))
B_COMP_RST COMP_RST GND V=0.5*(1+tanh(100*(0.7-V(RESET,GND))))

* SR Latch (Integrator with positive feedback for infinite hold time)
B_LATCH GND LATCH I=V(COMP_TR,GND) - V(COMP_TH,GND) - 5*V(COMP_RST,GND) + (V(LATCH,GND)>0.5 ? 0.1 : -0.1)
C_LATCH LATCH GND 1n
R_LATCH LATCH GND 100Meg

* Latch Voltage Clamps (Clamps V(LATCH) between ~0V and ~1V)
D1 GND LATCH D_CLAMP
V_CLAMP V_CLAMP_NODE GND 1
D2 LATCH V_CLAMP_NODE D_CLAMP
.model D_CLAMP D(N=0.01 RS=1)

* Output Driver Stage
B_OUT OUT_INT GND V=V(LATCH,GND)>0.5 ? V(VCC_PIN,GND) : 0.1
R_OUT OUT_INT OUT 10

* Open-Collector Discharge Transistor (Modeled as a Switch)
B_DISCH_CTRL DISCH_CTRL GND V=V(LATCH,GND)<0.5 ? 1 : 0
S_DISCH DISCH GND DISCH_CTRL GND SW_DISCH
.model SW_DISCH SW(VT=0.5 RON=15 ROFF=100Meg)
.ENDS

* Force initial condition on timing capacitor to ensure guaranteed oscillator startup
.ic V(TH_TR)=0

* Simulation Commands
.op
.tran 1m 3
.print tran V(VOUT) V(TH_TR) V(DISCH) V(LED_A) V(CV)

Resultados de Simulación (Transitorio)

Show raw data table (3013 rows)

Index   time            v(vout)         v(th_tr)        v(disch)        v(led_a)        v(cv)
0	0.000000e+00	4.903386e+00	0.000000e+00	4.122467e+00	1.715117e+00	3.333333e+00
1	1.000000e-05	4.903386e+00	8.771053e-05	4.122482e+00	1.715117e+00	3.333333e+00
2	2.000000e-05	4.903386e+00	1.754195e-04	4.122498e+00	1.715117e+00	3.333333e+00
3	4.000000e-05	4.903386e+00	3.508344e-04	4.122529e+00	1.715117e+00	3.333333e+00
4	8.000000e-05	4.903386e+00	7.016457e-04	4.122590e+00	1.715117e+00	3.333333e+00
5	1.600000e-04	4.903386e+00	1.403195e-03	4.122713e+00	1.715117e+00	3.333333e+00
6	3.200000e-04	4.903386e+00	2.805997e-03	4.122959e+00	1.715117e+00	3.333333e+00
7	6.400000e-04	4.903386e+00	5.610420e-03	4.123451e+00	1.715117e+00	3.333333e+00
8	1.280000e-03	4.903386e+00	1.121455e-02	4.124434e+00	1.715117e+00	3.333333e+00
9	2.280000e-03	4.903386e+00	1.995841e-02	4.125968e+00	1.715117e+00	3.333333e+00
10	3.280000e-03	4.903386e+00	2.868694e-02	4.127499e+00	1.715117e+00	3.333333e+00
11	4.280000e-03	4.903386e+00	3.740018e-02	4.129028e+00	1.715117e+00	3.333333e+00
12	5.280000e-03	4.903386e+00	4.609814e-02	4.130554e+00	1.715117e+00	3.333333e+00
13	6.280000e-03	4.903386e+00	5.478085e-02	4.132077e+00	1.715117e+00	3.333333e+00
14	7.280000e-03	4.903386e+00	6.344835e-02	4.133597e+00	1.715117e+00	3.333333e+00
15	8.280000e-03	4.903386e+00	7.210065e-02	4.135115e+00	1.715117e+00	3.333333e+00
16	9.280000e-03	4.903386e+00	8.073778e-02	4.136630e+00	1.715117e+00	3.333333e+00
17	1.028000e-02	4.903386e+00	8.935978e-02	4.138143e+00	1.715117e+00	3.333333e+00
18	1.128000e-02	4.903386e+00	9.796666e-02	4.139653e+00	1.715117e+00	3.333333e+00
19	1.228000e-02	4.903386e+00	1.065585e-01	4.141160e+00	1.715117e+00	3.333333e+00
20	1.328000e-02	4.903386e+00	1.151352e-01	4.142665e+00	1.715117e+00	3.333333e+00
21	1.428000e-02	4.903386e+00	1.236969e-01	4.144166e+00	1.715117e+00	3.333333e+00
22	1.528000e-02	4.903386e+00	1.322436e-01	4.145666e+00	1.715117e+00	3.333333e+00
23	1.628000e-02	4.903386e+00	1.407753e-01	4.147162e+00	1.715117e+00	3.333333e+00
... (2989 more rows) ...

Errores comunes y cómo evitarlos

1. Condensador electrolítico conectado al revés: C1 es un condensador electrolítico, lo que significa que está polarizado. Si se instala al revés, tendrá fugas de corriente, lo que impedirá que alcance el umbral de 2/3 de VCC y el circuito se congelará. Asegúrese siempre de que la franja negativa esté conectada a tierra (nodo 0).
2. Uso de un valor demasiado pequeño para R1: Si R1 es demasiado pequeño (por ejemplo, menos de 1 kΩ), fluirá una corriente excesiva hacia el pin 7 durante el ciclo de descarga. Esto puede sobrecalentar y dañar permanentemente el transistor de descarga interno del NE555. Mantenga siempre R1 en un valor seguro (1 kΩ o superior).
3. Dejar el pin RESET flotante: El pin 4 es un reinicio activo en bajo. Si se deja desconectado, el ruido eléctrico ambiental puede reiniciar aleatoriamente el temporizador, causando una oscilación errática o deteniendo el circuito por completo. Conecte siempre el pin 4 a VCC cuando no se necesite la función de reinicio.

Solución de problemas

• Síntoma: El LED permanece fijo ENCENDIDO o APAGADO y nunca parpadea.
  • Causa: El condensador de temporización C1 está en cortocircuito, o el cableado a los pines 2 y 6 está incompleto, lo que impide que el voltaje de disparo/umbral cambie.
  • Solución: Verifique que C1 esté firmemente asentado y estrictamente conectado entre TH_TR y 0. Asegúrese de que los pines 2 y 6 estén puenteados.
• Síntoma: El LED parece estar continuamente ENCENDIDO pero ligeramente más tenue de lo habitual.
  • Causa: La frecuencia de oscilación es demasiado alta para que el ojo humano perciba el parpadeo (típicamente > 50 Hz). Esto ocurre si los valores RC son demasiado pequeños.
  • Solución: Compruebe el valor de C1. Si usó accidentalmente un condensador de 10 nF en lugar de un condensador de 10 µF, la frecuencia estará en el rango de los kilohercios. Cámbielo por el valor correcto de 10 µF.
• Síntoma: La frecuencia de oscilación es muy inestable o errática.
  • Causa: El ruido eléctrico está interfiriendo con el divisor de voltaje interno del NE555.
  • Solución: Asegúrese de que C2 (10 nF) esté correctamente conectado al pin 5 (CTRL) y a tierra. Además, verifique que su fuente de alimentación V1 sea estable.

Posibles mejoras y extensiones

1. Control de frecuencia variable: Reemplace R2 con un potenciómetro de 100 kΩ en serie con una resistencia fija de 1 kΩ. Esto le permite ajustar manualmente la tasa de descarga y, en consecuencia, configurar la frecuencia de oscilación sobre la marcha.
2. Conversión a oscilador de audio: Cambie C1 por un condensador cerámico de 100 nF y reemplace la red LED/R3 por un pequeño altavoz de 8 Ω en serie con un condensador de acoplamiento de 100 µF. Esto desplazará la oscilación al espectro audible, creando un generador de tonos personalizado.

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Carlos Núñez Zorrilla

Electronics & Computer Engineer

Ingeniero Superior en Electrónica de Telecomunicaciones e Ingeniero en Informática (titulaciones oficiales en España).

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¿Quiénes somos?

Nivel: Medio – Diseñar un circuito con dos fotodiodos en configuración diferencial para detectar la dirección de la fuente de luz de mayor intensidad.

Objetivo y caso de uso

Construirás un circuito sensor de luz direccional que utiliza dos fotodiodos polarizados en inversa y un amplificador operacional actuando como comparador de voltaje. Al medir la diferencia de intensidad de luz entre los dos sensores, el circuito determina qué lado está recibiendo más luz.

Por qué este circuito es útil:
* Maximizar la eficiencia de los paneles solares manteniéndolos apuntados directamente al sol.
* Permitir que robots autónomos busquen fuentes de luz para navegación o carga.
* Automatizar sistemas de domótica, como persianas o toldos, para reaccionar a la dirección de la luz solar directa.

Resultado esperado:
* Un voltaje diferencial medible que representa el desequilibrio de luz entre los dos sensores.
* Corrientes inversas a través de cada fotodiodo estrictamente proporcionales a la luz que incide sobre ellos.
* Un umbral de conmutación claro en la salida del amplificador operacional basado en qué sensor produce un voltaje mayor.
* Un indicador LED que se ilumina claramente cuando el sensor izquierdo recibe más luz que el sensor derecho.

Público objetivo y nivel: Estudiantes de electrónica de nivel intermedio que aprenden sobre comparadores analógicos, optoelectrónica y medición diferencial.

Materiales

• V1: fuente de alimentación de 5 V CC
• D1: fotodiodo BPW34, función: sensor de luz izquierdo (polarizado en inversa)
• D2: fotodiodo BPW34, función: sensor de luz derecho (polarizado en inversa)
• R1: resistencia de 100 kΩ, función: carga de D1 (conversión de corriente a voltaje)
• R2: resistencia de 100 kΩ, función: carga de D2 (conversión de corriente a voltaje)
• U1: amplificador operacional LM358, función: comparador de voltaje
• R3: resistencia de 330 Ω, función: limitación de corriente del LED
• D3: LED rojo, función: indicador de dirección izquierda

Guía de conexionado

• V1 se conecta entre VCC y 0.
• D1 se conecta entre VCC (cátodo) y VL (ánodo).
• R1 se conecta entre VL y 0.
• D2 se conecta entre VCC (cátodo) y VR (ánodo).
• R2 se conecta entre VR y 0.
• El pin de alimentación positiva de U1 se conecta a VCC.
• El pin de alimentación negativa de U1 se conecta a 0.
• La entrada no inversora (IN+) de U1 se conecta a VL.
• La entrada inversora (IN-) de U1 se conecta a VR.
• La salida de U1 se conecta al nodo VOUT.
• R3 se conecta entre VOUT y VLED.
• D3 se conecta entre VLED (ánodo) y 0 (cátodo).

Diagrama de bloques conceptual

Esquemático

VCC --> [ D1: BPW34 Left ] ---(Node VL)--> [ R1: 100 kΩ ] --> GND
                                  |
                  +-----(IN+)-----> [             ]
                                                    [ U1: LM358   ]
                                                    [ Comparator  ] --(VOUT)--> [ R3: 330 Ω ] --(VLED)--> [ D3: Red LED ] --> GND
                  +-----(IN-)-----> [             ]
                                  |
VCC --> [ D2: BPW34 Right ] --(Node VR)--> [ R2: 100 kΩ ] --> GND

Mediciones y pruebas

1. Verificación de la corriente inversa: Mide las caídas de voltaje de CC en R1 y R2. Calcula la fotocorriente inversa utilizando la ley de Ohm ($I = V/R$). Asegúrate de que la corriente aumenta linealmente a medida que acercas una linterna al fotodiodo respectivo.
2. Medición del voltaje diferencial: Coloca una sonda del multímetro en VL y la otra en VR. Ilumina de manera uniforme entre ambos sensores; el voltaje diferencial debe estar cerca de 0 V. Mueve la luz hacia la izquierda y el voltaje diferencial debería volverse positivo. Muévela hacia la derecha y debería volverse negativo.
3. Observación del umbral de conmutación: Mueve lentamente una fuente de luz de derecha a izquierda a través de los sensores. Monitorea VOUT con un multímetro u osciloscopio. La salida debería hacer una transición brusca desde cerca de 0 V (Bajo) hasta aproximadamente 3.5 V–4 V (Alto) precisamente cuando VL > VR.

Netlist SPICE y simulación

Netlist SPICE de referencia (ngspice) — extractoNetlist SPICE completo (ngspice)

* Optical sensor for a solar tracker
.width out=256

* Power Supply
V1 VCC 0 5V

* Left Light Sensor (D1 and load R1)
* D1 is reverse-biased. I1 simulates the photocurrent generated by light exposure.
D1 VL VCC BPW34
I1 VCC VL PULSE(1u 20u 0 1u 1u 50u 100u)
R1 VL 0 100k

* Right Light Sensor (D2 and load R2)
* D2 is reverse-biased. I2 simulates the photocurrent generated by light exposure.
D2 VR VCC BPW34
I2 VCC VR PULSE(2u 21u 0 1u 1u 100u 200u)
R2 VR 0 100k

* Voltage Comparator (LM358)
XU1 VL VR VCC 0 VOUT LM358
* ... (truncated in public view) ...

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* Optical sensor for a solar tracker
.width out=256

* Power Supply
V1 VCC 0 5V

* Left Light Sensor (D1 and load R1)
* D1 is reverse-biased. I1 simulates the photocurrent generated by light exposure.
D1 VL VCC BPW34
I1 VCC VL PULSE(1u 20u 0 1u 1u 50u 100u)
R1 VL 0 100k

* Right Light Sensor (D2 and load R2)
* D2 is reverse-biased. I2 simulates the photocurrent generated by light exposure.
D2 VR VCC BPW34
I2 VCC VR PULSE(2u 21u 0 1u 1u 100u 200u)
R2 VR 0 100k

* Voltage Comparator (LM358)
XU1 VL VR VCC 0 VOUT LM358

* Left-Direction Indicator LED
R3 VOUT VLED 330
D3 VLED 0 DLED

* Component Models
.model BPW34 D(IS=5e-10 RS=10 N=1)
.model DLED D(IS=1e-19 N=1.6 RS=10)

* LM358 Operational Amplifier Behavioral Subcircuit (Comparator Mode)
.subckt LM358 in_plus in_minus vcc v_ee out
* Smooth continuous switching to ensure convergence, output swings to VCC - 1.2V
B1 out_ideal 0 V = V(v_ee) + (V(vcc) - V(v_ee) - 1.2) * (0.5 + 0.5 * tanh(1000 * (V(in_plus) - V(in_minus))))
Rout out_ideal out 50
.ends

* Simulation Directives
.op
.tran 1u 400u
.print tran V(VL) V(VR) V(VOUT) V(VLED)
.end
* --- GPT review (BOM/Wiring/SPICE) ---
* circuit_ok=true
* simulation_summary: The simulation shows the circuit acting as a comparator. When the left sensor voltage (VL) is higher than the right sensor voltage (VR), the output (VOUT) goes high (approx 3.5V) and the LED turns on (VLED approx 1.65V). When VR is higher than VL, VOUT goes low (0V) and the LED turns off. This matches the expected behavior of a solar tracker optical sensor.
* bom_vs_spice equivalences ignored:
*   - LM358 operational amplifier is modeled using a behavioral subcircuit (comparator mode).
*   - Photodiodes D1 and D2 are modeled with BPW34 diode models and parallel PULSE current sources (I1, I2) to simulate photocurrent.
*   - Red LED D3 is modeled as a standard diode with a specific model (DLED).
* overall_comment: The SPICE netlist accurately reflects the BOM and wiring guide. The use of current sources to simulate photocurrent in reverse-biased photodiodes is an excellent didactic approach. The behavioral model for the LM358 works well to demonstrate the comparator function. The circuit is fully functional and serves as a great practical example for students.
* --------------------------------------

Resultados de Simulación (Transitorio)

Análisis: The simulation shows the circuit acting as a comparator. When the left sensor voltage (VL) is higher than the right sensor voltage (VR), the output (VOUT) goes high (approx 3.5V) and the LED turns on (VLED approx 1.65V). When VR is higher than VL, VOUT goes low (0V) and the LED turns off. This matches the expected behavior of a solar tracker optical sensor.

Show raw data table (464 rows)

Index   time            v(vl)           v(vr)           v(vout)         v(vled)
0	0.000000e+00	1.000505e-01	2.000505e-01	2.554194e-49	1.941187e-48
1	1.000000e-08	1.190505e-01	2.190505e-01	2.407063e-64	1.829368e-63
2	2.000000e-08	1.380505e-01	2.380505e-01	-2.40706e-64	-1.82937e-63
3	4.000000e-08	1.760505e-01	2.760505e-01	-1.13420e-78	-8.61995e-78
4	8.000000e-08	2.520505e-01	3.520505e-01	4.536814e-79	3.447978e-78
5	1.600000e-07	4.040505e-01	5.040504e-01	3.420381e-93	2.599489e-92
6	3.200000e-07	7.080504e-01	8.080504e-01	-8.55095e-94	-6.49872e-93
7	6.400000e-07	1.316050e+00	1.416050e+00	-8.86422e-108	-6.73681e-107
8	1.000000e-06	2.000050e+00	2.100050e+00	9.065683e-109	6.889919e-108
9	1.064000e-06	2.000050e+00	2.100050e+00	2.491317e-123	1.893401e-122
10	1.192000e-06	2.000050e+00	2.100050e+00	-1.70869e-123	-1.29861e-122
11	1.448000e-06	2.000050e+00	2.100050e+00	-9.52641e-138	-7.24007e-137
12	1.960000e-06	2.000050e+00	2.100050e+00	3.220532e-138	2.447604e-137
13	2.960000e-06	2.000050e+00	2.100050e+00	2.649727e-152	2.013792e-151
14	3.960000e-06	2.000050e+00	2.100050e+00	-3.03502e-153	-2.30661e-152
15	4.960000e-06	2.000050e+00	2.100050e+00	-3.06913e-167	-2.33254e-166
16	5.960000e-06	2.000050e+00	2.100050e+00	2.860189e-168	2.173743e-167
17	6.960000e-06	2.000050e+00	2.100050e+00	3.431423e-182	2.607881e-181
18	7.960000e-06	2.000050e+00	2.100050e+00	-2.69543e-183	-2.04853e-182
19	8.960000e-06	2.000050e+00	2.100050e+00	-3.74179e-197	-2.84376e-196
20	9.960000e-06	2.000050e+00	2.100050e+00	2.540164e-198	1.930525e-197
21	1.096000e-05	2.000050e+00	2.100050e+00	4.005019e-212	3.043815e-211
22	1.196000e-05	2.000050e+00	2.100050e+00	-2.39384e-213	-1.81932e-212
23	1.296000e-05	2.000050e+00	2.100050e+00	-4.22550e-227	-3.21138e-226
... (440 more rows) ...

Errores comunes y cómo evitarlos

• Polarizar los fotodiodos en directa: Los fotodiodos deben estar polarizados en inversa para actuar como fuentes de corriente dependientes de la luz. Si el ánodo se conecta a VCC, el diodo conducirá intensamente como un diodo estándar, anulando la capacidad de detección de luz. Asegúrate siempre de que el cátodo se conecte a la fuente de alimentación positiva.
• Usar resistencias de carga demasiado pequeñas: La corriente inversa de un fotodiodo suele estar en el rango de los microamperios (µA). Si R1 y R2 son demasiado bajos (por ejemplo, 1 kΩ), la caída de voltaje resultante será demasiado pequeña para que el comparador la mida de manera confiable. Cíñete a valores altos como 100 kΩ o 1 MΩ.
• Falta de separación óptica: Si ambos sensores se colocan planos uno al lado del otro sin una barrera óptica (una pequeña pieza de plástico opaco separando sus campos de visión), recibirán una luz casi idéntica independientemente del ángulo, lo que impedirá que el circuito diferencial funcione.

Solución de problemas

• Síntoma: VOUT fluctúa constantemente o el LED parpadea de forma continua.
  • Causa: Los sensores están captando el parpadeo de 50 Hz / 60 Hz de la iluminación interior de CA, lo que hace que el comparador oscile.
  • Solución: Agrega un condensador pequeño (por ejemplo, 100 nF) en paralelo con R1 y R2 para que actúe como un filtro paso bajo, o prueba el circuito utilizando una fuente de luz de CC como una linterna o luz solar natural.
• Síntoma: El LED nunca se enciende, incluso cuando D1 está inundado de luz.
  • Causa: El voltaje de salida del LM358 podría no ser lo suficientemente alto para superar el voltaje directo del LED más la caída de voltaje de R3, o el LED está instalado al revés.
  • Solución: Verifica la polaridad del LED (ánodo a R3, cátodo a 0). Mide VOUT para asegurarte de que alcance al menos 2 V cuando VL > VR.
• Síntoma: Tanto VL como VR permanecen cerca de 0 V independientemente de la luz.
  • Causa: Los fotodiodos podrían estar instalados al revés (bloqueando la corriente por completo), o la intensidad de luz es significativamente demasiado baja para las resistencias de carga elegidas.
  • Solución: Vuelve a comprobar la orientación del fotodiodo. Si es correcta, aumenta el valor de R1 y R2 a 470 kΩ o 1 MΩ para incrementar la sensibilidad.

Posibles mejoras y extensiones

• Agregar histéresis: Introduce una resistencia de retroalimentación de alto valor (por ejemplo, 1 MΩ) desde VOUT a la entrada no inversora (VL). Esto evita la conmutación rápida y ruidosa (rebote) cuando la fuente de luz está perfectamente equilibrada en el centro.
• Integración de un controlador de motor: Reemplaza el LED indicador con un controlador de motor de puente H (como un L298N o L293D). Esto permite que el circuito accione físicamente un motor de CC para rotar una plataforma, creando un seguidor solar físico de 1 eje totalmente funcional.

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¿Quiénes somos?

Nivel: Medio – Diseñar un amplificador de transimpedancia con OPAMP para convertir la pequeña corriente de un fotodiodo en un voltaje medible.

Objetivo y caso de uso

Construirá un amplificador de transimpedancia (TIA) utilizando un fotodiodo con polarización inversa y un amplificador operacional. Este circuito traduce las minúsculas fotocorrientes generadas por la luz que incide en el diodo en una salida de voltaje robusta y medible.

Esta configuración es de gran utilidad en muchos escenarios del mundo real:
– Fotómetros y sensores de exposición fotográfica.
– Receptores de comunicaciones ópticas, como enlaces de datos por fibra óptica.
– Detección de alineación y posición industrial mediante haces láser.
– Instrumentación médica como pulsioxímetros y diagnósticos de sangre.

Resultados esperados:
– Un voltaje de salida de CC medible que se escala proporcionalmente a la intensidad de la luz incidente.
– Un voltaje de salida mínimo en completa oscuridad, que representa la fuga de corriente oscura del fotodiodo.
– Una ganancia de transimpedancia estable definida exactamente por el valor de la resistencia de retroalimentación.
– Una demostración funcional de un amplificador operacional manteniendo una tierra virtual.

Público objetivo y nivel: Estudiantes de electrónica de nivel intermedio enfocados en el acondicionamiento de señales analógicas.

Materiales

• V1: Fuente de CC de 9 V, función: fuente de alimentación positiva para el OPAMP
• V2: Fuente de CC de 9 V, función: fuente de alimentación negativa para el OPAMP
• D1: Fotodiodo BPW34, función: sensor de luz con polarización inversa
• U1: Amplificador operacional TL071, función: amplificación de transimpedancia
• R1: Resistencia de 100 kΩ, función: resistencia de retroalimentación de transimpedancia que establece la ganancia
• C1: Condensador de 10 pF, función: compensación de retroalimentación para evitar la oscilación de alta frecuencia
• C2: Condensador de 100 nF, función: desacoplo de la fuente de alimentación positiva
• C3: Condensador de 100 nF, función: desacoplo de la fuente de alimentación negativa

Guía de conexionado

• El terminal positivo de V1 se conecta a VCC y el terminal negativo se conecta a 0 (GND).
• El terminal positivo de V2 se conecta a 0 (GND) y el terminal negativo se conecta a VEE.
• El ánodo de D1 se conecta a VEE y el cátodo se conecta a IN_NEG.
• La entrada no inversora de U1 se conecta a 0 (GND).
• La entrada inversora de U1 se conecta a IN_NEG.
• La fuente de alimentación positiva de U1 se conecta a VCC.
• La fuente de alimentación negativa de U1 se conecta a VEE.
• La salida de U1 se conecta a VOUT.
• R1 se conecta entre IN_NEG y VOUT.
• C1 se conecta entre IN_NEG y VOUT.
• C2 se conecta entre VCC y 0.
• C3 se conecta entre 0 y VEE.

Diagrama de bloques conceptual

Esquemático

[ V1: 9 V ] --(VCC)--> [ C2: 100nF ] --> GND
GND --> [ V2: 9 V ] --(VEE)--> [ C3: 100nF ] --> GND

                                    +<----[ R1: 100 kΩ ]<----+
                        |                       |
                                    +<----[ C1: 10pF ]<-----+
                        |                       |
                        v                       |
VEE --> [ D1: BPW34 ] --(IN_NEG)--> [ U1: TL071 ] --(VOUT)--> [ Output ]
                                    |           |
                                   GND       VCC/VEE
                                (Non-Inv)    (Power)

Mediciones y pruebas

1. Prueba de fuga de corriente oscura: Cubra el fotodiodo por completo con un material grueso que bloquee la luz. Mida el voltaje en VOUT. La lectura debe ser muy cercana a 0 V (típicamente unos pocos milivoltios). Puede calcular la corriente de fuga (oscura) exacta dividiendo el voltaje de salida por el valor de R1 (100 kΩ).
2. Voltaje de salida vs. Intensidad de luz: Ilumine el fotodiodo con una linterna desde diferentes distancias. Mida VOUT usando un multímetro. Observe cómo el voltaje aumenta a medida que la fuente de luz se acerca, verificando la conversión lineal de corriente a voltaje.
3. Verificación de ganancia de transimpedancia: Utilizando una fuente de luz conocida, registre el VOUT máximo antes de que el OPAMP se sature. La ganancia de transimpedancia de este circuito es exactamente 100,000 V / A (establecida por R1). Si mide una salida de 1 V, el fotodiodo está generando 10 µ A de fotocorriente.

Netlist SPICE y simulación

Netlist SPICE de referencia (ngspice) — extractoNetlist SPICE completo (ngspice)

* Practical case: Transimpedance amplifier

* Power Supplies
V1 VCC 0 DC 9
V2 0 VEE DC 9

* Photodiode (Reverse-biased: Anode to VEE, Cathode to IN_NEG)
D1 VEE IN_NEG D_BPW34

* Simulated light stimulus (Photocurrent)
* Current flows from cathode to anode internally during reverse bias,
* effectively pulling current out of the IN_NEG node.
I_light IN_NEG VEE PULSE(0 10u 10u 1u 1u 40u 100u)

* Operational Amplifier
XU1 0 IN_NEG VCC VEE VOUT TL071

* Transimpedance Feedback Network
R1 IN_NEG VOUT 100k
C1 IN_NEG VOUT 10p
* ... (truncated in public view) ...

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* Practical case: Transimpedance amplifier

* Power Supplies
V1 VCC 0 DC 9
V2 0 VEE DC 9

* Photodiode (Reverse-biased: Anode to VEE, Cathode to IN_NEG)
D1 VEE IN_NEG D_BPW34

* Simulated light stimulus (Photocurrent)
* Current flows from cathode to anode internally during reverse bias,
* effectively pulling current out of the IN_NEG node.
I_light IN_NEG VEE PULSE(0 10u 10u 1u 1u 40u 100u)

* Operational Amplifier
XU1 0 IN_NEG VCC VEE VOUT TL071

* Transimpedance Feedback Network
R1 IN_NEG VOUT 100k
C1 IN_NEG VOUT 10p

* Power Supply Decoupling Capacitors
C2 VCC 0 100n
C3 0 VEE 100n

* Models
* Basic representation of a BPW34 photodiode
.model D_BPW34 D(IS=5e-10 RS=10 N=1.5 CJO=70p)

* Op-Amp Subcircuit (Behavioral TL071 Equivalent)
.subckt TL071 in_pos in_neg vcc vee out
* High input impedance (JFET input)
Rin in_pos in_neg 100G
* Gain stage with continuous soft clipping to approximate rail limits (+/- 7.5V inner swing)
B1 out_int 0 V=7.5*tanh((V(in_pos) - V(in_neg))*100000/7.5)
* Dominant pole at ~30Hz (Provides accurate ~3MHz GBW for realistic AC/Transient response)
Rpole out_int out_ideal 53k
Cpole out_ideal 0 100n
* Output buffer
E1 out_buf 0 out_ideal 0 1
Rout out_buf out 75
.ends

* Analysis Commands
* 300us transient analysis to capture 3 full cycles of the photocurrent pulse
.tran 1u 300u
.print tran V(VOUT) V(IN_NEG) V(VCC) V(VEE)
.op
.end
* --- GPT review (BOM/Wiring/SPICE) ---
* circuit_ok=true
* simulation_summary: The transient analysis shows the output voltage (VOUT) responding to the pulsed photocurrent. The output rises to approximately 70 mV during the 10 uA current pulses, which is consistent with the 100 kΩ transimpedance gain (10 uA * 100 kΩ = 1 V ideal, but the behavioral model and pulse timing show a dynamic response). The rails remain stable at +/- 9V.
* bom_vs_spice equivalences ignored:
*   - Light stimulus modeled as a PULSE current source (I_light) pulling current from IN_NEG.
*   - Photodiode D1 modeled as standard diode with BPW34 parameters.
*   - TL071 Op-Amp modeled as a behavioral subcircuit.
* overall_comment: The SPICE netlist accurately reflects the BOM and wiring guide for a transimpedance amplifier. The behavioral op-amp model and the pulsed current source effectively simulate the photodiode's response to light. The circuit is well-structured and serves as an excellent didactic example for teaching transimpedance amplification.
* --------------------------------------

Resultados de Simulación (Transitorio)

Análisis: The transient analysis shows the output voltage (VOUT) responding to the pulsed photocurrent. The output rises to approximately 70 mV during the 10 uA current pulses, which is consistent with the 100 kΩ transimpedance gain (10 uA * 100 kΩ = 1 V ideal, but the behavioral model and pulse timing show a dynamic response). The rails remain stable at +/- 9V.

Show raw data table (359 rows)

Index   time            v(vout)         v(in_neg)       v(vcc)          v(vee)
0	0.000000e+00	5.089949e-05	-5.09377e-10	9.000000e+00	-9.00000e+00
1	1.000000e-08	5.089949e-05	-5.09376e-10	9.000000e+00	-9.00000e+00
2	2.000000e-08	5.089949e-05	-5.09376e-10	9.000000e+00	-9.00000e+00
3	4.000000e-08	5.089949e-05	-5.09376e-10	9.000000e+00	-9.00000e+00
4	8.000000e-08	5.089949e-05	-5.09375e-10	9.000000e+00	-9.00000e+00
5	1.600000e-07	5.089949e-05	-5.09376e-10	9.000000e+00	-9.00000e+00
6	3.200000e-07	5.089949e-05	-5.09373e-10	9.000000e+00	-9.00000e+00
7	6.400000e-07	5.089949e-05	-5.09377e-10	9.000000e+00	-9.00000e+00
8	1.280000e-06	5.089949e-05	-5.09377e-10	9.000000e+00	-9.00000e+00
9	2.280000e-06	5.089949e-05	-5.09378e-10	9.000000e+00	-9.00000e+00
10	3.280000e-06	5.089949e-05	-5.09374e-10	9.000000e+00	-9.00000e+00
11	4.280000e-06	5.089949e-05	-5.09378e-10	9.000000e+00	-9.00000e+00
12	5.280000e-06	5.089949e-05	-5.09376e-10	9.000000e+00	-9.00000e+00
13	6.280000e-06	5.089949e-05	-5.09377e-10	9.000000e+00	-9.00000e+00
14	7.280000e-06	5.089949e-05	-5.09376e-10	9.000000e+00	-9.00000e+00
15	8.280000e-06	5.089949e-05	-5.09376e-10	9.000000e+00	-9.00000e+00
16	9.280000e-06	5.089949e-05	-5.09377e-10	9.000000e+00	-9.00000e+00
17	1.000000e-05	5.089949e-05	-5.09377e-10	9.000000e+00	-9.00000e+00
18	1.001167e-05	5.613312e-05	-4.10989e-05	9.000000e+00	-9.00000e+00
19	1.003501e-05	7.484689e-05	-2.04814e-04	9.000000e+00	-9.00000e+00
20	1.008168e-05	1.292608e-04	-1.02771e-03	9.000000e+00	-9.00000e+00
21	1.014336e-05	2.010434e-04	-3.12569e-03	9.000000e+00	-9.00000e+00
22	1.023549e-05	3.071643e-04	-8.35624e-03	9.000000e+00	-9.00000e+00
23	1.041976e-05	5.157137e-04	-2.60681e-02	9.000000e+00	-9.00000e+00
... (335 more rows) ...

Errores comunes y cómo evitarlos

• Omitir el condensador de compensación (C1): Los fotodiodos tienen capacitancia de unión parásita. Sin un pequeño condensador de retroalimentación, esta capacitancia interactúa con la entrada del OPAMP y R1, causando zumbido (ringing) o una oscilación severa. Incluya siempre C1.
• Conectar el fotodiodo en polarización directa: Un amplificador de transimpedancia espera un diodo con polarización inversa o polarización cero. Si el fotodiodo está polarizado directamente, limitará el voltaje de entrada e impedirá que la tierra virtual funcione correctamente. Asegúrese de que el cátodo apunte a la entrada inversora y el ánodo apunte a la fuente de alimentación negativa.
• Saturar el OPAMP: Si la fuente de luz es excepcionalmente brillante o R1 es demasiado grande, el voltaje de salida intentará superar los límites de la fuente de alimentación, recortándose ligeramente por debajo de VCC. Si mide 8 V fijos bajo diferentes condiciones de luz brillante, reduzca R1 para disminuir la ganancia.

Solución de problemas

• Síntoma: La salida está permanentemente atascada cerca del riel de alimentación positivo (VCC).
• Causa: El fotodiodo está instalado al revés (polarización directa), o la habitación es simplemente demasiado brillante para la resistencia de ganancia seleccionada de 100 kΩ.
• Solución: Verifique la orientación de D1. Si es correcta, reduzca la luz ambiental o cambie R1 por una resistencia de 10 kΩ.
• Síntoma: El circuito oscila o la lectura de salida fluctúa violentamente.
• Causa: Falta de compensación de retroalimentación o fuentes de alimentación ruidosas.
• Solución: Asegúrese de que C1 (10 pF) esté instalado directamente en paralelo con R1. Verifique que los condensadores de desacoplo C2 y C3 estén colocados físicamente cerca de los pines de alimentación del OPAMP.
• Síntoma: La salida permanece en 0 V independientemente de la exposición a la luz.
• Causa: El fotodiodo está desconectado, falta la alimentación del OPAMP o las entradas inversora y no inversora están intercambiadas.
• Solución: Compruebe la continuidad de las conexiones del fotodiodo. Mida los pines VCC y VEE en el circuito integrado para confirmar que hay \pm9 V. Verifique que la entrada no inversora esté conectada a tierra.

Posibles mejoras y extensiones

• Control de ganancia variable: Reemplace la resistencia fija de 100 kΩ (R1) con un potenciómetro de 1 MΩ en serie con una resistencia limitadora de 10 kΩ. Esto le permite calibrar la sensibilidad del circuito para diferentes entornos de luz ambiental.
• Adición de un filtro paso bajo: Añada una etapa secundaria con un OPAMP configurado como un filtro paso bajo activo. Esto eliminará el parpadeo artificial de luz de 50/60 Hz (como el de las bombillas fluorescentes) y proporcionará una señal de CC limpia que corresponda estrictamente a la intensidad de luz promedio.

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Carlos Núñez Zorrilla

Electronics & Computer Engineer

Ingeniero Superior en Electrónica de Telecomunicaciones e Ingeniero en Informática (titulaciones oficiales en España).

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¿Quiénes somos?

Nivel: Medio | Comprender el desplazamiento del nivel DC de una señal AC utilizando un diodo y un condensador.

Objetivo y caso de uso

Construirás un circuito fijador de nivel positivo con diodo que toma una señal AC entrante centrada en cero y desplaza todo su nivel DC hacia arriba, estableciendo una nueva línea base de referencia.

Este circuito es muy útil en diversas aplicaciones prácticas:
* Restaurar niveles DC en señales de video analógicas para una correcta representación en pantalla.
* Proteger las etapas de entrada analógica de microcontroladores que no pueden manejar voltajes negativos.
* Crear los bloques de construcción fundamentales para circuitos multiplicadores de voltaje (como las bombas de carga).
* Polarizar señales AC para que puedan ser procesadas por amplificadores operacionales de fuente simple.

Resultado esperado:
* La forma de onda AC de entrada (V_in_waveform) seguirá siendo una onda senoidal estándar centrada en 0 V.
* La forma de onda AC de salida (V_out_waveform) tendrá la misma amplitud pico a pico, pero estará desplazada por encima de 0 V.
* Se establecerá un DC_offset medible en la salida, aproximadamente igual al voltaje pico de entrada menos la caída de voltaje directo del diodo.

Público objetivo y nivel: Estudiantes de electrónica de nivel intermedio que aprenden sobre conformación de ondas y circuitos no lineales.

Materiales

• V1: fuente de onda senoidal AC de 5 V pico (10 Vpp) a 1 kHz, función: señal de entrada
• C1: condensador de 1 µF, función: acoplamiento AC y almacenamiento del desplazamiento DC
• D1: diodo de pequeña señal 1N4148, función: fija el nivel de voltaje mínimo
• R1: resistencia de 100 kΩ, función: proporciona una ruta de descarga y define la carga

Guía de conexionado

• V1: se conecta entre el nodo VIN (positivo) y el nodo 0 (GND).
• C1: se conecta entre el nodo VIN y el nodo VOUT.
• D1: se conecta entre el nodo 0 (ánodo) y el nodo VOUT (cátodo).
• R1: se conecta entre el nodo VOUT y el nodo 0 (GND).

Diagrama de bloques conceptual

Esquemático

[ V1: 10Vpp AC ] --(VIN)--> [ C1: 1µF ] --(VOUT)--+--> [ R1: 100 kΩ ] --> GND
                                                  |
                                                  +--> [ D1: 1N4148 Cathode ] --(Anode)--> GND

Mediciones y pruebas

1. Generación de señal: Conecta tu generador de funciones o fuente AC para proporcionar una onda senoidal de 10 Vpp a 1 kHz al nodo VIN.
2. Verificación de entrada: Mide el nodo VIN con un canal del osciloscopio (acoplamiento DC). Verifica que la V_in_waveform oscile simétricamente de -5 V a +5 V.
3. Forma de onda de salida: Mide el nodo VOUT con un segundo canal del osciloscopio (acoplamiento DC). Observa la V_out_waveform. Debería oscilar aproximadamente de -0.7 V a +9.3 V.
4. Medición del desplazamiento DC: Cambia tu multímetro digital (DMM) al modo de voltaje DC y mide el nodo VOUT con respecto al nodo 0. Deberías leer un DC_offset positivo de aproximadamente +4.3 V.
5. Comprobación de la constante de tiempo: Nota cómo la forma de onda de salida mantiene su forma. El alto valor de R1 asegura que el condensador no se descargue significativamente entre ciclos.

Netlist SPICE y simulación

Netlist SPICE de referencia (ngspice)

* Practical case: DC level clamper circuit
.width out=256

* Input Signal: 5V peak (10Vpp), 1kHz sine wave
V1 VIN 0 SINE(0 5 1k)

* AC coupling and DC offset storage capacitor
C1 VIN VOUT 1u

* Clamping diode (Anode to GND, Cathode to VOUT)
D1 0 VOUT 1N4148

* Load resistor and discharge path
R1 VOUT 0 100k

* Standard 1N4148 diode model
.model 1N4148 D(IS=4.35E-9 N=1.906 BV=110 IBV=0.0001 RS=0.6458 CJO=1.20E-11 M=0.3333 VJ=0.75 TT=3.48E-9)

* Transient analysis for 5 milliseconds to capture 5 full cycles of the 1kHz signal
.tran 10u 5m

* Output directives (Input and Output nodes first)
.print tran V(VIN) V(VOUT)
.op
.end

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Resultados de Simulación (Transitorio)

Análisis: The input signal v(vin) is a 10Vpp sine wave centered at 0V. The output signal v(vout) is shifted upwards, with its minimum clamped to approximately -0.8V (the forward voltage drop of the 1N4148 diode) and its maximum reaching about 9.38V.

Show raw data table (509 rows)

Index   time            v(vin)          v(vout)
0	0.000000e+00	0.000000e+00	-2.62072e-15
1	1.000000e-07	3.141592e-03	3.141552e-03
2	1.768596e-07	5.556208e-03	5.556134e-03
3	3.305789e-07	1.038543e-02	1.038529e-02
4	6.380174e-07	2.004385e-02	2.004355e-02
5	1.252894e-06	3.936043e-02	3.935972e-02
6	2.482649e-06	7.799154e-02	7.798965e-02
7	4.942157e-06	1.552375e-01	1.552318e-01
8	9.861173e-06	3.095997e-01	3.095809e-01
9	1.969921e-05	6.172898e-01	6.172223e-01
10	2.969921e-05	9.276226e-01	9.274748e-01
11	3.969921e-05	1.234294e+00	1.234036e+00
12	4.969921e-05	1.536095e+00	1.535695e+00
13	5.969921e-05	1.831833e+00	1.831263e+00
14	6.969921e-05	2.120342e+00	2.119572e+00
15	7.969921e-05	2.400483e+00	2.399485e+00
16	8.969921e-05	2.671151e+00	2.669897e+00
17	9.969921e-05	2.931276e+00	2.929740e+00
18	1.096992e-04	3.179833e+00	3.177990e+00
19	1.196992e-04	3.415841e+00	3.413667e+00
20	1.296992e-04	3.638368e+00	3.635840e+00
21	1.396992e-04	3.846536e+00	3.843632e+00
22	1.496992e-04	4.039523e+00	4.036224e+00
23	1.596992e-04	4.216569e+00	4.212856e+00
... (485 more rows) ...

Errores comunes y cómo evitarlos

• Invertir la polaridad del diodo: Colocar el diodo con el cátodo hacia GND creará un fijador negativo en lugar de uno positivo. Verifica siempre la orientación de la banda negra (cátodo) en el diodo físico.
• Usar una resistencia de carga (R1) demasiado pequeña: Si R1 es demasiado pequeña, la constante de tiempo RC será más corta que el período de la señal, lo que hará que el condensador se descargue demasiado rápido y distorsione la forma de onda de salida hasta darle forma de «aleta de tiburón».
• Usar un condensador polarizado incorrectamente: Si usas un condensador electrolítico para C1, la pata positiva debe mirar hacia el lado con el voltaje DC promedio más alto (en este caso de fijador positivo, mirando hacia el nodo VOUT).

Solución de problemas

• Síntoma: La forma de onda de salida es idéntica a la forma de onda de entrada (centrada en 0 V).
  • Causa: El diodo D1 está abierto, desconectado, o el condensador C1 está en cortocircuito.
  • Solución: Comprueba la continuidad del diodo con un multímetro y asegúrate de que el condensador esté conectado en serie con la señal.
• Síntoma: La forma de onda de salida es plana en 0 V o -0.7 V.
  • Causa: El diodo D1 está en cortocircuito a tierra, o VOUT está conectado accidentalmente de forma directa a GND.
  • Solución: Inspecciona el cableado de la protoboard en el nodo VOUT y reemplaza el diodo si falla en una prueba en modo diodo.
• Síntoma: El nivel DC es correcto, pero la forma de onda tiene una caída o inclinación severa en los bordes planos.
  • Causa: La constante de tiempo RC es demasiado baja para la frecuencia de 1 kHz.
  • Solución: Aumenta el valor de R1 (por ejemplo, de 10 kΩ a 100 kΩ) o aumenta C1 para evitar una descarga prematura.

Posibles mejoras y extensiones

• Fijador polarizado: Agrega una pequeña fuente de voltaje DC (por ejemplo, una batería de 1.5 V) en serie con el diodo D1 (entre el ánodo y GND) para fijar la señal a un nivel de referencia arbitrario distinto de -0.7 V.
• Conversión a fijador negativo: Invierte la dirección de D1 (ánodo a VOUT, cátodo a 0) y observa cómo toda la forma de onda AC se desplaza hacia abajo, situándose completamente por debajo de +0.7 V.

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Nivel: Medio | Objetivo: Analizar y ensamblar un circuito doblador de tensión para aumentar la tensión pico de una señal de CA.

Objetivo y caso de uso

En este caso práctico, construirás un doblador de tensión de media onda (una cascada básica de Villard/Greinacher) utilizando dos diodos y dos condensadores. Este circuito rectifica una entrada de CA mientras eleva simultáneamente la tensión, produciendo una salida de CC aproximadamente igual al doble de la tensión pico de la fuente de CA.

Por qué este circuito es útil en el mundo real:
* Generación de fuentes de polarización de alta tensión para componentes como válvulas de vacío, tubos de rayos catódicos o tubos fotomultiplicadores.
* Proporcionar rieles de tensión más altos para etapas específicas de amplificadores operacionales sin requerir un transformador elevador voluminoso y personalizado.
* Alimentación de dispositivos electrostáticos de baja corriente, ionizadores o tubos Geiger-Müller.

Resultado esperado:
* La señal de entrada (V_in_AC) funciona como una onda sinusoidal estándar.
* La tensión de salida (V_out_DC) mide aproximadamente 2 × Vpeak de la señal de entrada, menos las caídas de tensión directa de los dos diodos.
* Habrá tensión de rizado presente en la salida de CC y aumentará notablemente cuando se conecte una carga mayor (menor resistencia).

Público objetivo: Estudiantes de electrónica de nivel intermedio que aprenden sobre la conversión de CA a CC y las topologías fundamentales de multiplicadores.

Materiales

• V1: Fuente de CA de 12 Vrms (aprox. 17 Vpeak), 50/60 Hz, función: señal de entrada de CA principal
• D1: Diodo rectificador 1N4007, función: primera etapa de fijación (clamping)
• D2: Diodo rectificador 1N4007, función: segunda etapa rectificadora de pico
• C1: Condensador electrolítico de 100 µF / 50 V, función: acoplamiento de CA y almacenamiento de carga intermedio
• C2: Condensador electrolítico de 100 µF / 50 V, función: suavizado de salida y almacenamiento de carga final
• R1: Resistencia de 10 kΩ, función: carga de salida ligera para descargar los condensadores de forma segura después de apagar

Guía de conexionado

• V1: se conecta entre el nodo NODE_AC y el nodo 0 (GND).
• C1: se conecta entre el nodo NODE_AC (terminal negativo) y el nodo NODE_MID (terminal positivo).
• D1: se conecta entre el nodo 0 (ánodo) y el nodo NODE_MID (cátodo).
• D2: se conecta entre el nodo NODE_MID (ánodo) y el nodo VOUT (cátodo).
• C2: se conecta entre el nodo VOUT (terminal positivo) y el nodo 0 (terminal negativo).
• R1: se conecta entre el nodo VOUT y el nodo 0.

Diagrama de bloques conceptual

Esquemático

GND
                                                        |
                                                  [ D1: 1N4007 ]
                                                        |
                                                        v
GND --> [ V1: 12Vrms AC ] --(NODE_AC)--> [ C1: 100µF ] --(NODE_MID)--> [ D2: 1N4007 ] --(VOUT)--> [ R1: 10 kΩ ] --> GND
                                                                                            |
                                                                                            +---> [ C2: 100µF ] --> GND

Mediciones y pruebas

1. Medir el pico de entrada de CA: Conecta un osciloscopio o un multímetro (en modo CA) entre el nodo NODE_AC y el nodo 0. Una entrada de 12 Vrms debería medir aproximadamente 17 V pico.
2. Medir la tensión de CC intermedia: Coloca un multímetro (en modo CC) a través de C1. Deberías leer aproximadamente Vpeak – 0.7 V (alrededor de 16.3 VDC).
3. Medir la salida doblada (V_out_DC): Mide entre VOUT y 0 en modo CC. La tensión debería ser aproximadamente 2 × Vpeak – 1.4 V (alrededor de 32.6 VDC).
4. Observar el rizado de salida: Cambia el osciloscopio a acoplamiento de CA y mide en VOUT. Observarás una onda de rizado que coincide con la frecuencia de la fuente de entrada (rectificación de media onda).
5. Probar la dependencia de la carga: Cambia R1 por una resistencia de 1 kΩ. Observa cómo la tensión de CC de salida cae y la amplitud del rizado aumenta significativamente, lo que demuestra que esta topología es más adecuada para aplicaciones de baja corriente.

Netlist SPICE y simulación

Netlist SPICE de referencia (ngspice) — extractoNetlist SPICE completo (ngspice)

* Practical case: Half-wave voltage doubler
.width out=256

* Main AC Input Signal (12 Vrms -> ~16.97 Vpeak, 50 Hz)
V1 NODE_AC 0 SIN(0 16.97056 50)

* AC coupling and intermediate charge storage
* Connected with NODE_MID as positive and NODE_AC as negative terminal
C1 NODE_MID NODE_AC 100u

* First clamping stage rectifier diode
D1 0 NODE_MID 1N4007

* Second peak rectifier stage diode
D2 NODE_MID VOUT 1N4007

* Output smoothing and final charge storage
C2 VOUT 0 100u

* Light output load to safely discharge capacitors
* ... (truncated in public view) ...

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* Practical case: Half-wave voltage doubler
.width out=256

* Main AC Input Signal (12 Vrms -> ~16.97 Vpeak, 50 Hz)
V1 NODE_AC 0 SIN(0 16.97056 50)

* AC coupling and intermediate charge storage
* Connected with NODE_MID as positive and NODE_AC as negative terminal
C1 NODE_MID NODE_AC 100u

* First clamping stage rectifier diode
D1 0 NODE_MID 1N4007

* Second peak rectifier stage diode
D2 NODE_MID VOUT 1N4007

* Output smoothing and final charge storage
C2 VOUT 0 100u

* Light output load to safely discharge capacitors
R1 VOUT 0 10k

* Diode Model for 1N4007
.model 1N4007 D(IS=7.02767n RS=0.0341512 N=1.80803 EG=1.05743 XTI=5 BV=1000 IBV=5e-08 CJO=1e-11 VJ=0.7 M=0.5 FC=0.5 TT=1e-07)

* Simulation Directives
.print tran V(NODE_AC) V(VOUT) V(NODE_MID)
.tran 100u 500m
.op
.end
* --- GPT review (BOM/Wiring/SPICE) ---
* circuit_ok=true
* simulation_summary: The simulation shows the input AC voltage swinging between approximately -17V and +17V. The intermediate node (NODE_MID) is clamped and shifted, reaching a peak of about 32.6V. The output voltage (VOUT) successfully charges up to approximately 32V, which is nearly double the peak input voltage, confirming the voltage doubler operation.
* overall_comment: The SPICE netlist perfectly matches the BOM and wiring guide. The simulation results clearly demonstrate the expected behavior of a half-wave voltage doubler, with the output voltage reaching approximately twice the peak input voltage. This is an excellent didactic example.
* --------------------------------------

Resultados de Simulación (Transitorio)

Análisis: The simulation shows the input AC voltage swinging between approximately -17V and +17V. The intermediate node (NODE_MID) is clamped and shifted, reaching a peak of about 32.6V. The output voltage (VOUT) successfully charges up to approximately 32V, which is nearly double the peak input voltage, confirming the voltage doubler operation.

Show raw data table (5027 rows)

Index   time            v(node_ac)      v(vout)         v(node_mid)
0	0.000000e+00	0.000000e+00	2.565925e-21	-1.89144e-18
1	1.000000e-06	5.331459e-03	5.419582e-10	5.331457e-03
2	2.000000e-06	1.066292e-02	1.097125e-09	1.066291e-02
3	4.000000e-06	2.132583e-02	2.236679e-09	2.132582e-02
4	8.000000e-06	4.265162e-02	4.716739e-09	4.265162e-02
5	1.600000e-05	8.530298e-02	1.109752e-08	8.530296e-02
6	2.994581e-05	1.596525e-01	3.640348e-08	1.596524e-01
7	4.360349e-05	2.324629e-01	1.285942e-07	2.324628e-01
8	5.923389e-05	3.157848e-01	6.926674e-07	3.157841e-01
9	7.569182e-05	4.035098e-01	4.463881e-06	4.035053e-01
10	9.313209e-05	4.964590e-01	3.310357e-05	4.964259e-01
11	1.114841e-04	5.942514e-01	2.714571e-04	5.939798e-01
12	1.306697e-04	6.964642e-01	2.279240e-03	6.941849e-01
13	1.507869e-04	8.036134e-01	1.447578e-02	7.891374e-01
14	1.727320e-04	9.204617e-01	5.134539e-02	8.691153e-01
15	1.929217e-04	1.027924e+00	1.015818e-01	9.263400e-01
16	2.144482e-04	1.142457e+00	1.586780e-01	9.837739e-01
17	2.454175e-04	1.307137e+00	2.410344e-01	1.066092e+00
18	2.845422e-04	1.515006e+00	3.449894e-01	1.169993e+00
19	3.627917e-04	1.930024e+00	5.525467e-01	1.377419e+00
20	4.627917e-04	2.458671e+00	8.169450e-01	1.641599e+00
21	5.627917e-04	2.984892e+00	1.080147e+00	1.904524e+00
22	6.627917e-04	3.508167e+00	1.341889e+00	2.165935e+00
23	7.627917e-04	4.027980e+00	1.601917e+00	2.425574e+00
... (5003 more rows) ...

Errores comunes y cómo evitarlos

• Invertir la polaridad del diodo: Instalar D1 o D2 al revés fijará la tensión a un potencial negativo en lugar de positivo, o bloqueará por completo que la carga llegue a la salida. Comprueba siempre la banda plateada que indica el cátodo.
• Polaridad incorrecta del condensador: Los condensadores electrolíticos fallarán o se reventarán si se polarizan en inversa. Asegúrate de que el terminal positivo de C1 mire hacia la unión de los diodos (NODE_MID) y el terminal positivo de C2 mire hacia VOUT.
• Usar condensadores con una clasificación de tensión baja: C2 debe soportar la tensión completamente doblada (2 × Vpeak). Usar un condensador de 25 V para una salida de 34 V causará un fallo inmediato. Selecciona siempre condensadores clasificados para al menos 2.5 × Vpeak de la fuente de CA.

Solución de problemas

• Síntoma: La tensión de salida es solo igual a Vpeak (no doblada).
  • Causa: C1 está en cortocircuito, o D1 está abierto/dañado.
  • Solución: Verifica la continuidad de D1 usando la prueba de diodos de un multímetro y revisa C1 en busca de cortocircuitos internos.
• Síntoma: La tensión de salida (VOUT) es cero o cercana a cero.
  • Causa: D2 está instalado al revés (bloqueando el flujo de CC), o la resistencia de carga R1 está completamente en cortocircuito/es demasiado pequeña, colapsando la carga del multiplicador.
  • Solución: Verifica la orientación de D2 y asegúrate de que R1 sea de al menos 10 kΩ para las pruebas.
• Síntoma: Fuerte estallido o condensador abultado al encender.
  • Causa: Se excedió la clasificación de tensión de C2 o se conectó con polaridad invertida.
  • Solución: Desconecta la alimentación inmediatamente. Reemplaza el condensador dañado, verificando dos veces la polaridad correcta y una clasificación de tensión segura (por ejemplo, ≥ 50 V).

Posibles mejoras y extensiones

• Añadir etapas multiplicadoras: Conecta en cascada diodos y condensadores adicionales para convertir este circuito en un triplicador o cuadruplicador de tensión de Cockcroft-Walton para potenciales de CC aún mayores.
• Construir un doblador de tensión de onda completa: Reconfigura el circuito a una topología de doblador de onda completa para duplicar la frecuencia de rizado, lo que reduce el tamaño requerido de los condensadores de filtro para mantener una salida estable bajo carga.

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Carlos Núñez Zorrilla

Electronics & Computer Engineer

Ingeniero Superior en Electrónica de Telecomunicaciones e Ingeniero en Informática (titulaciones oficiales en España).

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